JPS62152238A - 復調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、市ｆｌ地などのマルチパス伝送路において、
デジタル信号を１■１線伝送するデジタル信号伝送装置
の復調装置に関するものである。

従来の技術 近年、移動通信の分野でも、秘話性の向上や通信の高度
化、あるいは周辺の通信網との整合性からデジタル化が
進みつつある。しかし、そのような需要が最も集中する
と考えられる市街地では、ビルなどの建造物による反射
や回折などによるマルチパスによって、通信品質が著し
く劣化する。

デジタル伝送の場合、マルチパスを構成するそれぞれの
波の伝播遅延時間差がデータタイムスロットに対して無
視できなくなると、波形歪や同期系の追従不良によって
、符号誤り型持性が著しく劣化する。

以下、図面を参照しながら、上述した従来の復調装置の
一例について説明する。

第７図は従来のデジタル信号伝送装置の変調装置の回路
構成図を示すものである。第７図において、７１はデー
タ入力端子、７２はガウス形低域フィルタ、７３はＦＭ
変調器、７４はＧＭＳＫ出力端子である。

以上のように構成された従来のデジタル信号伝送装置の
変調装置について、以下その動作について説明する。

Ｎ　ＲＺ　（Ｎｏｎ　Ｒｅｔｕｒｎ　Ｚｅｒｏ）のデジ
タル信号は、ガウス形低域フィルタ７２によって基底帯
域制限される。帯域制限された信号はＦＭ変調器７３に
入る。ＦＭ変調器は変調指数が０．５に設定されており
、基底帯域においてガウス形フィルタで帯域制限された
Ｍ　Ｓ　Ｋ　（Ｍｉｎｉｍｕｍ　５ｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉ
ｎｇ）である所から、　Ｇ　Ｍ　Ｓ　Ｋ　（Ｇａｕｓｓ
ｉｏｎ　Ｆｉｌｔｅｒｅｄ　Ｍ　Ｓ　Ｋ　）と呼ばれて
いる。ＧＭＳＫはＭＳＫと同様に定包絡線の特徴を持つ
上、さらに、スペクトルの集中性および収束性に優れる
。（例えば、ケー・ムロタ、ケー・ヒラデ；“ジーエム
　ニスケイ　モデュレーシジン　フォア　ディジタル　
モービルレイディオ　テレフォニー３　アイ・イー・イ
ー・イー　トランズアクション　第Ｃ０Ｍ−２９０、第
７号、１０４４−１０５０頁（Ｋ、ＭＵＲＯＴＡ、　Ｋ
。

ＨＩＲＡＤ［！：　”　ＧＭＳＫ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏ
ｎ　ｆｏｒ　Ｄｉｇｉｔａｌ　ＭｏｂｉｌｅＲａｄｉｏ
　Ｔａ１ｅｐｈｏｎｙ　”　ｒＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ、、
ＶＯＬ、Ｃ０Ｍ−２９，Ｎｏ。

？、ｐｐ、１０４４−１０５０）） このようなＧＭＳＫ信号の復調に関しては、ＭＳＫと同
様に、同期検波器あるいは周波数弁別器のどちらによっ
ても可能である。以下、図面を参照しながら、後者の方
法による、従来の復ｉＡ装置の一例について説明する。

第８図は従来の復調装置の回路構成図を示すものである
。第８図において、８１は入力端子、８２は振幅制限器
、８３は単安定マルチバイブレーク、８４は低域通過フ
ィルタ、８５は復調信号出力端子である。

以上のように構成された従来の復調装置について、以下
その動作について説明する。

入力端子８１に入力されたＧ　Ｍ　Ｓ　Ｋ信号は、振幅
制限器８２によって矩形波に直される。さらに、１店安
定マルチハイブレーク８３によって一定の幅のパルス列
に変換される。ＧＭＳＫ信号は一種のＦＭ　ｌｆｉ号で
あるので、この一定幅のパルス列の疎密は変ｊｌ！１（
５号によって変化する。従って、低域通過フィルタ８４
によってこのパルス列を平均化することにより、周波数
の変化を取り出せる。（例えば、三木、’ＧＭＳＫ周波
数検波の実験的検討”。

信学技報、　Ｃ５８２−８９，１９８２）発明が解決し
ようとする問題点 しかしながら上記のような構成では、前述のようにマル
チパスによる波形歪が著しく、符号誤り率の劣化が著し
い。特に、信号のＳ／Ｎ比と誤り率の関係を調べてみる
と、Ｓ／Ｎ比を向上させても誤り率が減少しない領域が
存在する。このような符号誤りは軽減不能誤りなどと呼
ばれている。

このような、いわゆる軽減不能誤りのために、実際の市
街地でのデータ伝送速度は大きく制限を受け、高速伝送
は不可能である。

本発明は上記問題点に鑑み、市街地などのマルチパス伝
送路において、高速デジタル伝送の行なえるデジタル信
号伝送りｉ直の復調装置を提供するものである。

問題点を解決するだめの手段 上記問題点を解決するために、本発明の復調装置は、受
信信号をデータの１タイムスロツトに相当する時間だけ
遅延させる遅延器と、この遅延器の出力信号と受信信号
の積の成分を生じる第１の乗算器と、この遅延器の出力
信号とは９０゛位相の異なる信号を得る手段と、この９
０゛位相の異なる信号と受信信号の積の成分を生じる第
２の乗算器と、第１および第２の乗算器の出力信号中の
データ基底信号外の周波数成分を阻止し、検波信号を得
る第１および第２の低域通過フィルタと、両検波信号の
タイミングを調整する手段と、両検波信号を合成する加
算器を備えたものである。

作用 本発明は上記した構成によって、１データタイムスロツ
トを第１および第２の周波数に切り換え、差動符号化２
相位相変調されて送られてきた信号を復調する。両周波
数およびデータ伝送速度の間には特定の関係を有し、遅
延器の遅延時間をこれら３者によって決る値に設定され
た遅延検波を行うことにより、両周波数で送られてきた
信号をそれぞれ分離検波し、タイミングを合せて合成し
復調信号を得る。従って、第１あるいは第２の周波数の
波はそれぞれデータ信号タイムスロットに比べて幅の狭
いバースト状の間欠的な波のため、遅延波が存在しても
直接波との重なり部分が少なく、マルチパスによる波形
歪は受けにくい。さらに、２つの周波数を使っているの
で、周波数ダイバーンチの効果がある。また、両周波数
の送信時刻の違いによるタイムダイハーシチ効果も期待
できる。

以上のような効果により、マルチパス伝送路において従
来より高速のデジタル伝送が可能になる。

実施例 以下本発明の一実施例の復調装置について、図面を参照
しながら説明する。

第１図は本発明の第１の実施例における復調装置の回路
構成図を示すものである。第１図において、ｌは入力端
子、２および３は平衡変調器、４は１タイムスロツト遅
延器、５は９０°移相器、６は半タイムスロット遅延器
、７および８は低域通過フィルタ、９は加算器、１０は
帯域制限フィルタ、１１は復調信号出力端子である。

以上のように構成された復調装置について、以下第１図
および第２図を用いてその動作を説明する。

第２図は、伝送信号を示したものである。データは、予
め差動符号化されており、２相位相変ｊ［（ＢＰ　Ｓ　
Ｋ　：　Ｂｉｎａｒｙ　Ｐｈａｓｅ　５ｈｉｆｔ　Ｋｅ
ｙｉｎｇ　）がかけられる。差動符号化されているので
、正確には差動符号化Ｂ　Ｐ　Ｓ　Ｋ　（Ｄ　Ｐ　Ｓ　
Ｋ　：　ＤｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌＰｈａｓｅ　５ｈｉ
ｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ　）の変二周がかけられている。

ただし、伝送信号は第２回転送信号ｌに示したように、
タイムスロットの前半は周波ａｒ、で、後半は周波数「
２で送信される。そして、伝送情報は、例えば、第２図
においてｆ、−Ａと「、−Ｂの間の位相差および「２−
八とｆ２−８の間の位相差に表現されている。ただし、
ここで言う位相差とは、０゛あるいは１８０°である。

なお、伝送信号は、第２回転送信号２に示したように、
伝送信号１に比べてさらにデユーティ比の小さいもので
あっても良い。

２つの送（３周波数［Ｉと１２およびデータ伝送速度ｒ
５との間には、ｎを整数として、次式で示す関係がある
とする。

ｒ、−ｆ２＝　（２ｎ−１）Ｘｆ、／４　　・＝・・・
■Ｔをタイムスロット長とすれば、 Ｔ＝ｌ／ｒｂ　　　　　　　　　　　　　・・・・・・
■であるが、■式の両辺に２πＴをかけて整理すると、
次式のようになる。

２πｆ　１　Ｔ　’　２　πｆ２　Ｔ ＝（２ｎ−１）ｘπ／２　　　　　・・・・・・■■式
より、■式の関係は、Ｔだけ信号を遅延させると、ｆ、
の信号とｆ２の信号の位相関係は、さらに９０″だけ相
互にずれることを示している。

第１図において、入力端子１に次式に示すような信号α
が入力されたとする。

α＝ａｎｃｏｓω、　　ｔ　　＋　ｂｎｃｏｓ　ω２　
ｔ　　・・◆・・・■ただし、ａｎおよびｂｎはデータ
列（ａ、＝土１、ｂｎ＝±１）で、ω１−２π「１、ω
２＝２π［２である。つまり、４３号αは２つの周波数
ｒ１および「２の２相位相変調された信号を示している
。

今さらに、ｌタイムスロット遅延器４の遅延時間Ｔ１に 、　　　　ｃｏｓ　（ω、Ｌ＋ω、　Ｔ１）　　−ｃｏ
ｓ　　ａ＋、　　ｔ　　・−−−−−■の関係があると
すれば、■タイムスロット遅延器４を１ｊＴＩ過した後
の信号βは、０式の関係を用いることにより、 β＝ａ　、　−＋　Ｃｏｓ　ω１Ｌ　”−ｂｌ−Ｉ　Ｓ
ｌｎ　ω２ｔ・・・・・・■となる。従って、０式、０
式より、平衡変調器２の出力信号α・βは次式のように
なる。

α・β ＝　ａｎｃｏｓω、ｔ−ａｃｏｓω１ｔｎ−＋ ±ａ　　ｃｏｓω　ｔ　　−ｂｓｉｎω２１１　　　　
　　　　　　ｎ−１ ＋ｂｏｃｏｓω２　ｔ−ａ　ｒｌ−１ｃｏｓω　ｔ±ｌ
）　　ｃｏｓω　ｔ　　−ｂｓｉｎω２Ｌ２　　　　　
ロー１ ＝’Ａ　（ａｎａｎ−１（１＋　ｃｏｓ　２ω、　ｔ）
±ａ　ｎ　　ｂ　ｎ−＋　Ｓ　ｊ　ｎ　（ω１＋　（Ｌ
１２　）　ｔ±ａｎｂｒｌ−，５ｉｎ（ω１　１２）ｔ
”　ｂｎ　　ａ　ｎ−Ｉｃｏｓ　（ω１＋ω２）【＋ｂ
ｏａｎ−１０Ｏ３（ω、−ω２）ｔ±ｂ　ｎ　　ｂ　ｎ
−１Ｓ　ｌ　ｎ　２ω２ｔ　　　ｌ　　　　・・・・・
・■ここで、２ω１、ω１±ω２．２ω２の周波数成分
が低域通過フィルタフによって除かれるとすると、低域
１１ＴＩ過フイルタ７の出力信号Ｔは次式のようになる
。

Ｔ−％ａ　ｎ　ａ　ｎ　−＋　　　　　　　　　　　　
・・・・・・■デーク列ａｎが差動符号化されておれば
、出力信号Ｔは復調されたデータ列になる。このように
、ｒｌ、ｆ２、Ｆに０式の条件を設け、ｌタイムスロッ
ト遅廷器４の遅延時間Ｔ１に０式の関係を持つ遅延検波
を行うことにより、周波数ｆ、の搬送波に対する変調デ
ータ列ａｎのみの検波信号を得ることができる。

周波数ｒ２の搬送波に対する変調データ列ｂｎの検波も
同様にして行うことができる。ｌタイムスロット遅延器
４の出力信号をさらに９０°移相することにより、９０
６移相２Ｓｓの出力信号δは、０式を用いて次式のよう
になる。

δＪ　ｐ−ＩＣＯ３ω２　ｔ　＋：　ａ、−、ｓｉｎω
１ｔ◆・・・・・■ただし、０式の右辺第２項の符号が
十の時、９００移相器５は９０’の進相、−の時、９０
°の遅相であって、０式と０式の復号は逆順である。従
って、０式、０式より、平衡変調器３の出力信号α・δ
は同様にして次式のようになる。

α　・　δ ＝’Ａ　　　（ｂ　ｎ　　ｂｎ−１（１＋　　ｃｏｓ　
　２（ＩＩ　２　ｔ）±ｂｎ　　ａ　ｎ−１５１ｎ（（
ＩＩ　１＋　（ｄ　２　）　ｔｔｂｎ　　ａ　ｎ−１５
ｊｎ（（ｒ）　１　　’）　２　）　Ｌ”　ａｎ　　ｂ
　ｎ　−＋　ｃｏｓ（ω１　＋ω２）ｔ＋ａｎ　　ｂ　
ｎ−１ｃｏｓ　（ω１　　”　２　）　ｔ±ａｎ　ａｎ
、５ｉｎ２ω、１　　　］　　　・・・・・・［相］こ
こで、２ω１、ω、±ω２．２ω２の周波数成分が低域
通過フィルタ８によって除かれるとすると、低域１ｆｆ
ｉ過フイルタ８の出力信号Ｃは、ε＝”ｎｂｎ−１・・
・・・・■ となり、データ列ｂｎが差動符号化されておれば、周波
数ｆ２の搬送波に対する変調データ列す。のみの検波信
号を得ることができる。

本発明の復調装置に対応する伝送信号は、第２−図に示
したように、データのタイムスロットの萌拒が周波数「
１で、後半が周波数ｒ２で同一の差＋）＋符号化された
データ列を伝送する。従って、半タイムスロット遅延器
６で前者に対応する検波信号を半タイムスロット遅延さ
せることにより、画周波数によって送られてきた同一デ
ータ列を周波数分離受信し、それぞれに対応する検波信
号を同一タイミングで合成できる。加算器９によって合
成されたそれぞれの検波信号は、帯域制限フィルタ１０
によって、データ信号が通過できる程度まで帯域を制限
し、ノイズ成分を除去する。このようにして得られた復
調信号から、クロック成分を再生し、復調信号を瞬時識
別することによって、データ列が復号される。

次に、本発明の復調装置がマルチパス歪に対して、優れ
た符号誤り型持性を示す理由を、以下第３図から第５図
を用いて説明する。

復調過程においては、以上に述べたように、搬送波周波
数ｆ１とｒ２は分離検波された後、合成されるので、ま
ず、ｆｌの周波数の伝送系についてマルチパス歪の影響
を考える。また、マルチパスのモデルとしては、代表的
な２波モデルを考える。時間的に先行して来る波を直接
波、遅れてくる波を遅延波と呼ぶことにする。

第３図は、２波マルチパス下において、「１の周波数の
伝送系の検波信号がどのようになるかを説明した図であ
る。第３図（ａ＋は、直接波の位相遷移の一例を示した
ものである。タイムスロットの後半は振幅が零になる。

これに対して、タイムスロットに比べて無視できない、
伝播遅延時間差τだけ遅れて来た遅延波の位相遷移は、
第３図ｆｂｌのようになる。前述のように、検波方法は
１タイムスロツトの遅延検波であるので、ある時点の検
波出力は、その時の２波の合成位相と、■タイムスロッ
ト前の２波の合成位相とのベクトル内積である。例えば
、第３図（Ｃ）において、Ｂの区間の検波出力は、Ｂ′
の時の２波合成位相とＢの時のそれとのベクトル内積の
値になる。ただし、第１図の半タイムスロット遅延器６
による時間遅れ、および、低域通過フィルタ゛１による
検波信号波形の歪は、説明を筒易にするためここでは考
慮しない。

第４図は、Ａ′〜Ｅ′およびＡ−Ｅの各時点における直
接波と遅延波の合成位相を図示したものである。なお、
直接波と遅延波の振幅比をρ、位相差をφとした。第４
図より、第３図＋ＣＩの八〜Ｅの各時点の検波出力は次
のようになる。

Δ・・・・・・　Ｏ Ｂ・・・・・・　ｌ Ｃ・・・・・・　１→ρ２）２ρｃｏｓ　φＤ・・・・
・・　ρ２ Ｅ・・・・・・　０ ρおよびφの値により、Ｃの区間においては検波出力が
雰になることがあっても、ＢまたはＤの区間においては
絶対に検波出力が零になることはない。このように、マ
ルチパスによるアイパターンの劣化は少ない。

ｒ２の周波数の系統においても、まったく同様である。

ただし、ｒ２の周波数における、直接波と遅延波の位相
差ψはｒ、の時の位４′ｕ差φとは無相関であり、一般
には異なる。つまり、Ｃの区間における検波出力の値は
、ｆｌの系統のそれとは一般には異なる。従って、前述
のように第１図の半タイムスロット遅延器６によって、
両投波出力をタイミングを合せて合成することにより、
Ｃの区間においてはグイバーシチ効果が期待できる。

正確には、このダイバーシチ効果は周波数グイバーシチ
効果である。

第５図はこのような周波数ダイハーシチ効果の様子を示
した図である。第５図＋ａｌおよび第５図（ｂ）におい
て、検波出力ｌは周波数ｒ１の系統の検波出力であり、
検波出力２は周波数ｆ２の系統の検波出力である。両者
は半タイムスロット遅延器６によりタイミングは一致し
ている。検波出力１および検波出力２を合成することに
より、第５図（Ｃｌの実線で示したような合成波形が得
られる。さらに、この合成波形を帯域制限フィルタＩＯ
を通すことにより、第５図ｔｅｌの点線で示したような
復調（３号出力が得られる。

以上のように、本発明の復調装置は、周波数「、ｆ２の
それぞれの波は間欠的であるため、遅延波が存在しても
直接波との重なり部分が少なく、マルチパスによる波形
歪は受けにくい。さらに、２周波数による周波数ダイバ
ーンチの効果がある。

また、周波数１．の系統と周波数ｆ２の系統は、時間的
に半タイムスロットずれており、タイムダイバーシチ効
果も期待できる。以上のような効果により、マルチパス
伝送路において、従来の方式より符号誤り型持性は著し
く改善され、高速のデジタル伝送が可能になる。

なお、以上の説明においてはｌタイムス四ノド遅延器４
による遅延検波によって、まず、「１の周波数の伝送系
が検波されたが、０式の代りにＣＱＳ（（ＩＩ２ｔ　＋
ω２　Ｔ、　）　＝ｃｏｓω、、　１　　・＝・＠＠弐
を満たす遅延時間Ｔ、を有するｌタイムスロット遅延器
４を用いれば、ｆ２の周波数の伝送系が検波される。さ
らに、この信号を９０°移相した信号を平衡変調器２に
供給することによって、ｒｌの周波数の伝送系が検波さ
れる。従って、この場合は、第１図において、Ｉタイム
スロット遅延器４の出力信号を平衡変調器３に供給し、
９０’移相器５の出力信号を平ｆ％ｉ変羽器２に供給ず
ね、ば、全く同様に動作する。

また、第１図において、９０°移相器５は抵抗やコンデ
ンサなど、場合によっては能動素子を含む回路網で構成
しても良いが、以下に説明するような遅延線によっても
構成できる。この遅延線の遅延時間をＴ２とし、周波数
ｆ１に対してこの遅延線の位相回転量を９０°とすれば ２π’Ｉ”２”π／２　　　　　　　　・・・・・・◎
である。一方、Ｔ２の周波数に対する位相回転量は、０
式を用いることにより ２π「２Ｔ２ 一２１Ｔｆｌ　Ｔ２　　　（２ｎ　　１）Ｗｆｌ、Ｔ２
／２・・・・・・［相］ ０式を用いると［相］式ば ２πｆ２Ｔ２＝π／　２　　（２ｎ−１）　π’　Ｂ　
／　８　ｆ　ｌ・・・・・・［相］ 通常、ｒ、＜＜ｒ、であるから、０式の右辺の第２項は
無視でき、０式は次式のようになり、２πｒ２Ｔ２−π
／２　　　　　　　　・・・・・・［相］ｒ２の周波数
に対しても、はぼ９０゛位相が回転する。

以下本発明の第２の実施例について図面を参照しながら
説明する。

第６図は本発明の第２の実施例を示す復調装置の回路構
成図である。同図において、６１は入力端子、６２およ
び６３は平衡変調器、６６は半タイムスロット遅延器、
６７および６８は低域通過フィルタ、６９は加算器、６
１０は帯域制限フィルタ、６１１は復調信号出力端子で
、以上は第１図の構成と同様なものである。第１図の構
成と異なるのは、ｌタイムスロット遅延器４および９０
゜移相器５で構成されていた遅に回路を、６４および６
５の１タイムスロット遅延器によって構成した点である
。

１タイムスロツト遅延器６４の遅延時間は、ｌタイムス
ロット遅延器４と同じＴ１に選ぶ。これに対して、ｌタ
イムスロット遅延器６５の遅延時間は、Ｔ、＋’ｌ’２
に選ぶことによって、平衡変調器６２および６３に供給
される信号は、第１の実施例とまったく同一となる。以
降の動作は第１の実施例と同様なので省略する。

なお、第１の実施例において、半タイムスロット遅延器
６と低域通過フィルタ７はその位置が入れ替っていても
良い、同様に、第２の実施例において、半タイムスロッ
ト遅延器６６と低域通過フィルタ６７はその位置が入れ
替っていても良い。

また、以上の説明においては、第２図に示したように１
タイムスロット内での画周波数の送信回数がそれぞれ１
回づつである伝送１３号を用いたが、それぞれ複数回で
あるような伝送信号に対しても以上の実施例と同様にし
て復調される。つまり、以上すべての実施例において、
半タイムスロット遅延器６あるいは６６の遅延時間が一
方の周波数の１回の送信時間に等しくすることによって
、まったく同様に復調できる。

発明の効果 以上のように本発明は、受信信号をデータのｌタイムス
ロットに相当する時間だけ遅延させる遅延器と、この遅
延器の出力信号と受信信号の積の成分を生じる第１の乗
算器と、この遅延器の出力信号とは９０゛位相の異なる
信号を得る手段と、この９０゛位相の異なる信号と受信
信号の積の成分を生じる第２の乗算器と、第１および第
２の乗算器の出力信号中のデータ基底信号外の周波数成
分を阻止し、検波信号を得る第１および第２の低域通過
フィルタと、両横波信号のタイミングを調整する手段と
、両横波信号を合成する加算器を設けることにより、マ
ルチパス伝送路において、従来より高速のデジタル伝送
が可能になる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例における復調装置のブロ
ック図、第２図は伝送信号の模式図、第３図から第５図
は本発明の復調装置がマルチパス歪に強いことを説明す
るための１３号模式図、第６図は本発明の第２の実施例
における復調装置のブロック図、第７図および第８図は
それぞれ従来のデジタル信号伝送装置の変調装置および
復１！装置のブロック図である。 １．６１・・・・・・入力端子、２，３，６２．６３・
・・・・・平衡変調器、４．６４．６５・・・・・・１
タイムスロツト遅延器、５・・・・・・９０°移相器、
６．６６・・・・・・半タイムスロット遅延器、７．８
．６７．６８・・・・・・低域通過フィルタ、９，６９
・・・・・・加算器、ｌｏ。 ６１０・・・・・・帯域制限フィルタ、１１．６１１・
・・・・・復調信号出力端子。 代理人の氏名　弁理士　中尾敏男　はか１名第２図 第　３　図 第４図 第５図 　８ＣＤＥ

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）第１および第２の周波数の信号を同一のデータ信
   号で差動符号化２相位相変調し、データの１タイムスロ
   ット内で両被変調信号を切り換え伝送する系において、
   第１および第２の周波数の差がデータ伝送速度の４分の
   １の奇数倍であり、受信信号をデータの１タイムスロッ
   トに相当する時間だけ遅延させる第１の遅延器と、この
   第１の遅延器の出力信号と受信信号の積の成分を生じる
   第１の乗算器と、前記第１の遅延器の出力信号とは９０
   °位相の異なる信号を得る手段と、この９０°位相の異
   なる信号と受信信号の積の成分を生じる第２の乗算器と
   、前記第１および第２の乗算器の出力信号中のデータ基
   底信号外の周波数成分を阻止し、検波信号を得る第１お
   よび第２の低域通過フィルタと、両検波信号のタイミン
   グを調整する手段と、両検波信号を合成する加算器を具
   備し、前記第１および第２の周波数で伝送されてきた信
   号をそれぞれ分離検波し、合成することによって復調信
   号を得ることを特徴とする復調装置。
2. （２）９０°位相の異なる信号を得る手段は、第１の遅
   延器の出力に接続された９０°移相器で構成されている
   ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の復調装置
   。
3. （３）９０°位相の異なる信号を得る手段は、第１の遅
   延器の出力に接続された第２の遅延器で構成されている
   ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の復調装置
   。
4. （４）９０°位相の異なる信号を得る手段は、第３の遅
   延器によって、受信信号を遅延させることによって直接
   得ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の復調
   装置。