JPS62152235A - 復調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、市（Ｘｔ地などのマルチパス伝送Ｍｚに８い
て、デジタル信号を偏棉伝送するデノクル信号伝送装置
の復調装置に関するものである。

従来の技術 近年、移動通信の分野でも、秘話性の向上や通信の高度
化、あるいは周辺の通信網との整合性からデジタル化が
進みつつある。しかし、そのような需要が最も集中する
と考えられる市街地では、ビルなどの建造物による反射
や回折などによるマルチパスによって、通信品質が著し
く劣化する。

デジタル伝送の場合、マルチパスを構成するそれぞれの
波の伝播遅延時間差がデータタイムスロットに対して無
視できなくなると、波形歪や同期系の追従不良によって
　符号誤り型持性が著しく劣化する。

以下、図面を参照しながら、上述した従来の復Ａｍ　Ｗ
置の一例について説明する。

第７図は従来のデジタル信号伝送装置の変調装置の回路
構成図を示すものである。第７図において、７１はデー
タ入力端子、７２はガウス形低域フィルタ、７３はＦＭ
変調器、７４はＧＭＳＫ出力端子である。

以上のように構成された従来のデジタル信号伝送装置の
変調装置について、以下その動作について説明する。

Ｎ　ＲＺ　（Ｎｏｎ　Ｒｅｔｕｒｎ　Ｚｅｒｏ）のデジ
タル信号は、ガウス形低域フィルタ７２によって基底帯
域制限される。帯域制限された信号はＦＭ変調器７３に
入る。ＦＭ変調器は変調指数が０．５に設定されており
、基底帯域においてガウス形フィルタで帯域制限された
Ｍ　Ｓ　Ｋ　（Ｍｉｎｉｍｕｍ　５ｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉ
ｎｇ）である所から、Ｇ　Ｍ　Ｓ　Ｋ　（Ｇａｕｓｓｉ
ｏｎ　Ｆｉｌｔｅｒｏｄ　Ｍ　Ｓ　Ｋ　）と呼ばれてい
る。ＧＭＳＫはＭＳＫと同様に定包絡線の特徴を持つ上
、さらに、スペクトルの集中性および収束性に優れる。

このようなＧＭＳＫ信号の復調に関しては、ＭＳＫと同
様に、同期検波器あるいは周波数弁別器のどちらによっ
ても可能である。以下、図面を゛　参照しながら、後者
の方法による、従来の復調装置の一例について説明する
。

第８図は従来の復調装置の回路構成図を示すものである
。第８図において、８１は入力端子、８２は振幅制限器
、８３は単安定マルチパイプレーク、８４は低域通過フ
ィルタ、８５は復調信号出力端子である。

以上のように構成された従来の復調装置について、以下
その動作について説明する。

入力端子８１に入力されたＧＭＳＫ信号は、振幅制限器
８２によって矩形波に直される。さらに、’ｉ’−安定
マルチハイブレーク８３によって一定の幅のパルス列に
変換される。ＧＭＳＫ信号は一種のＦＭ信号であるので
、この一定幅のパルス列の疎密は変調信号によって変化
する。従って、低域通過フィルタ８４によってこのパル
ス列を平均化することにより、周波数の変化を取り出せ
る。（例えば、三木、″ＧＭＳＫ周波数検波の実験的検
討”。

信学技報、Ｃ３８２−８９，１９８２）発明が解決しよ
うとする問題点 しかしながら上記のような構成では、前述のようにマル
チパスによる波形歪が著しく、符号誤り率の劣化が著し
い。特に、信号のＳ／Ｎ比と誤り率の関係を調べてみる
と、Ｓ／Ｎ比を向上させても誤り率が減少しない領域が
存在する。このような符号誤りは軽減不能誤りなどと呼
ばれている。

このような、いわゆる軽減不能誤りのために、実際の市
街地でのデータ伝送速度は大きく制限を受け、高速伝送
は不可能である。

本発明は上記問題点に鑑み、市街地などのマルチパス伝
送路において、高速デジタル伝送の行なえるデジタル信
号伝送装置の復調装置を提供するものである。

問題点を解決するための手段 上記問題点を解決するために、本発明の復調装置は、受
信信号をデータの１タイムスロットに相当する時間だけ
遅延させる第１の遅延器と、第１の遅延器の出力信号と
受信信号の積の成分を生じる第１の乗算器と、第１の遅
延器の出力信号とは９０°位相の異なる信号を得る手段
と、この９０’位相の異なる信号と受信信号の積の成分
を生じる第２の乗算器と、第１および第２の乗算器の出
力信号中の、第１と第２の周波数の差の周波数成分同士
が打ち消し合い、同時にこれらの両出力信号のタイミン
グを調整する遅延手段と、これらの両出力信号を合成す
る加算器を備えたものである。

作用 本発明は上記した構成によって、ｌデータタイムスロッ
トを第１および第２の周波数に切り換え、差動符号化２
相位相変調されて送られてきた信号を復調する。画周波
数およびデータ伝送速度の間には特定の関係を有し、遅
延器の遅延時間をこれら３者によって決る値に設定され
た遅延検波を行うことにより、画周波数で送られてきた
信号をそれぞれ分離検波し、タイミングを合せて合成し
復調信号を得る。従って、第１あるいは第２の周波数の
波はそれぞれデータ信号タイムスロットに比べて幅の狭
いバースト状の間欠的な波のため、遅延波が存在しても
直接波との重なり部分が少なく、マルチパスによる波形
歪は受けにくい。さらに、。

２つの周波数を使っているので、周波数ダイバーシチの
効果がある。また、画周波数の送信時刻の違いによるタ
イムダイバーシチ効果も期待できる。

以上のような効果により、マルチパス伝送路において従
来より高速のデジタル伝送が可能になる。

実施例 以下本発明の一実施例の復調装置について、図面を参照
しながら説明する。

第１図は本発明の第１の実施例における復調装置の回路
構成図を示すものである。第１図において、１は入力端
子、２および３は平衡変調器、４は１タイムスロント遅
延器、５は９０°移相器、６は半タイムスロット遅延器
、９は加算器、１０は帯域制限フィルタ、１１は復調信
号出力端子である。

以上のように構成された復調装置について、以下第１図
および第２図を用いてその動作を説明する。

第２図は、伝送信号を示したものである。データは、予
め差動符号化されており、２相位相変調（Ｂ　Ｐ　Ｓ　
Ｋ　：　Ｂｉｎａｒｙ　Ｐｈａｓｅ　５ｈｉｆｔ　Ｋｅ
ｙｉｎｇ　）がかけられる。差動符号化されているので
、正確には差動符号化Ｂ　Ｐ　Ｓ　Ｋ　（Ｄ　Ｐ　Ｓ　
Ｋ　：　ＤｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌＰｈａｓｅ　５ｈｉ
ｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ　）の変調がかけられている。

ただし、伝送信号は第２回転送信号１に示したように、
タイムスロットの前半は周波数ｆ１で、後半は周波数ｒ
２で送信される。そして、伝送情報は、例えば、第２図
においてｆ、−Ａとｆ、　−８の間の位相差およびｆ２
−Ａとｆ２−Ｂの間の位相差に表現されている。ただし
、ここで言う位相差とは、０°あるいは１８０°である
。なお、伝送信号は、第２口伝送信号２に示したように
、伝送信号１に比べてさらにデユーティ比の小さいもの
であっても良い。

２つの送信周波数１１とｆ２およびデータ伝送速度ｆ、
との間には、ｎを整数として、次式で示す関係があると
する。

ｒｌ　　１２　＝　（２ｎ　　Ｉ）ｘｆｌ、／４　−−
（ＤＴをタイムスロット長とすれば、 Ｔ＝Ｉ／ｆ、　　　　　　　　　　　　　・旧・・■で
あるが、０式の両辺に２πＴをかけて整理すると、次式
のようになる。

２　πｒ　＋　７　２　πｆ　２　Ｔ ＝（２ｎ−１）Ｘπ／２　　　　　・・・・・・００式
より、０式の関係は、Ｔだけ信号を遅延させると、ｆｌ
の信号とｒ２の信号の位相関係は、さらに９０６だけ相
互にずれることを示している。

第１図において、入力端子１に次式に示すような信号α
が入力されたとする。

α＝ａｎｃｏｓω、ｔ＋ｂｎｃｏｓω２を畢・・・９申
■ただし、ａｎおよびｂｎはデータ列（ａ　ｎ−±ｌ、
ｂ、＝±１）で、ω１＝２πｒ１．ω２＝２πｆ２であ
る。つまり、信号αは２つの周波数ｆ、および「２の２
相位相変調された信号を示している。

今さらに、１タイムスロット遅延器４の遅延時間Ｔ１に ｃｏｓ　（ω１　ｔ＋ω）　Ｔ　１）　＝ＣＯ５ω１　
ｔ　・・・・・・■の関係があるとすれば、ｌタイムス
ロ、ト遅延器４を通過した後の信号βは、■弐の関係を
用いることにより、 β＝ａｎ　　−Ｉ　　　ＣｏＳ　ω　　　Ｌ　±　ｈ　
　　　　　　ｓｉｎ　　ω２Ｌｌ　　　　　　　　　ｎ
−１ ・・・・・・■ となる。従って、０式、０式より、平衡変調器２の出力
信号α・βは次式のようになる。

α　・　β ”’ａｎｃｏｓ　　ω　　ｔ−ａ　　　　’ｃｏｓ　　
ω　　ｔＩ　　　　　　　　　　ｎｌ 士ａｎＣＱＳω、ｔ−ｂ−ｓｉｎω２ｔ＋ｂｎｃｏｓ　
　Ｏ２１’　　ａｎ−ＩＣＯ３Ｏ１も±　ｂ　　ｃｏｓ
　　ω　ｔ−ｂ　　　　ｓｉｎω２ｔｎ−１ ＝’Ａ　　ｔ　ａｎａｎ、、　　（１ＩＣＯ３２６Ｊ、
　ｔ　）±　ａｂ、、５ｉｎ（Ｏ１↓ω２）ｔ 　　　　ｉ ±　ａ　　　ｂ　　　５ｉｎ（ωＩ　−Ｏ２）Ｌｌｌｌ ＋　　ｂｎａｎ、、　ｃｏｓ　　（Ｏ１＋ω２）ｔＩ　
　ｂｎａ、　、、　ｃｏｓ　　（ωＩ−ω２）Ｌ±　ｂ
ｎｂｎ、、　ｓｉｎ　２　ω、、１　　　　　］−・・
・・・■ごこで、２ω１、ω１±ω２．２ω２の周波数
成分が後述する方法によって除かれるとすると、平衡変
調器２の出力信号Ｔは次式のようになる。

Ｔ−＋Ａａｎａｒ１．１　　　　　　　　　　・・・・
・・■データ列ａｎが差動符号化されておれば、出力信
号Ｔは復調されたデータ列になる。このように、ｆ、、
ｆ２、ｒ、に０式の条件を設け、ｌタイムスロット遅延
器４の遅延時間Ｔ１に０式の関係を持つ遅延検波を行う
ことにより、周波数１１の搬送波に対する変調データ列
ａｎのみの検波信号を得ることができる。　　　　′ 周波数ｒ２の＆送波に対する変調データ列ｂｎの検波も
同様にして行うことができる。ｌタイムスロット遅延器
４の出力信号をさらに９０’移相することにより、９０
″移相器５の出力信号δは、０式を用いて次式のように
なる。

δＪ０１Ｃｏｓ”　２　ｔ　　ａ　ｎ　、＋　Ｓｌｎω
、　、　Ｌ　−・・−・■ただし、０式の右辺第２項の
符号が十の時、９０６移相器５は９０°の進相、−の時
、９０゜の遅相であって、■弐と０式の復号は同順であ
る。

従って、０式、０式より、平衡変調器３の出力信号α・
δは同様にして次式のようになる。

α　・　δ −ｚ　（ｂｎ　　ｂｎ　ｌ　　（１＋ｃｏｓ　２ω２　
む　）、　王ｂｎａ、　、、　ｓｉｎ　（Ｏ１＋ω２　
）　を壬　　ｂｎ　　　ａｎ　４　　ｓｉｎ　　（”　
　１−　Ｏ２）ｔＩａｎｂｎ１ＣＯ３（ｎｌ　−Ｏ２）
ｔＩａｎ　　ｂｎ　、＋　ｓｉｎ　（”　１−Ｏ２）ｔ
ｌ　　ａｎ　ａ、、、ｓｉｎ　　２　　ωＩｔ　　　　
　　　）−・・・・＠１ここで、２ω１、ω１±ω２．
２ω２の周波数成分が後述する方法によって除かれると
すると、平衡度ｊＪｊｌ　３３の出力信号εは、 ε＝！’Ｓ　ｂ　ｎｂ　ｎ　−（・−−−−−＠となり
、データ列ｂｒｌが差動符号化されておれば、周波数ｆ
２の窪送波に対する変調データ列ｂｎのみの検波信号を
得ることができる。

本発明の復調装置に対応する伝送信号は、第２図に示し
たように、データのタイムスロットの前半が周波数ｆ、
で、後半が周波数ｒ２で同一の差動符号化されたデータ
列を伝送する。従って、半タイムスロット遅延器６で前
者に対応する検波信号を半タイムスロット遅延させ、加
算器９によって合成することにより画周波数によって送
られてきた同一データー列を周波数分離受信し、それぞ
れに対応する検波信号を同一タイミングで合成できろ。

平衡変調器２および３に含まれる、２ω１．ω１±ω２
．２ω２の不要な周波数成分は次のようにして除かれる
。

２ω１、ω１＋ω２．２ω２の成分については、いずれ
もデータ伝送速度ｆ、に比べて、充分高い周波数成分で
あるので、帯域制限フィルタ１０によって除かれる。ω
１−ω２の成分については、ｒｌとｒ２の差がｆｂに近
いあるいは小さい場合は、帯域制限フィルタｌＯによっ
て除くことは困難であるが、以下のようにしてその成分
を除くことができる。

同一のデータ列を伝送しているので、 ａ　ｎ　−ｂ　ｎ　　　　　　　　　　　　　　　’”
°゛＠であるから、０式および［相］式のω１−ω２の
成分〈α・β〉および〈α・δ〉はそれぞれ０式および
０式のようになる。

〈α・β〉 １＋Ａ（±ａ　ｎａｎ、Ｉ　Ｓｊｎ　　（ω１−ω２）
Ｌ＋ａ　ｎａｎ、、　ｃｏｓ　　（Ｏ１−Ｏ２）Ｌ　　
）＝、７ｉ／２ａｎ　ａｎ、、　　ｃｏｓ　ｆ　（ω、
−ω２）ｔ±π／４）・・・・・・＠ 〈　α　・　δ　〉 ＝２（乎ａ　ｎａｎ、、　ｓｉｎ　　（ω］　−Ｃ２）
し＋ａ　ｎａｎ、、　ｃｏｓ　　（ω１−ω２　）ｔ　
）＝、／ｉ−／２ａｎａｎ　、、　　ｃｏｓ　（（ω１
−ω２）【＝π／４）・・・・・＠ ただし、０式と０式は複合同順であるので、■弐と［相
］式も復号同順、よって０式と０式の復号は同順である
。従って、０式および■式より、平ｆ！ｉ変調器２およ
び３の出力信号に含まれるω１−ω２の成分は互いに９
０°位相が異なる。そこで、半タイムスロット遅延器６
のω１−ω２の周波数における位相回転量が９０’であ
れば、加算器９で合成された時、ω１−ω２の周波数成
分は相殺され、除かれることになる。

加算器９によって合成されたそれぞれの検波信号は、帯
域制限フィルタ１０によって、データ信号が通過できる
程度まで帯域を制限し、ノイズ成分を除去する。このよ
うにして得られた復調信号から、クロック成分を再生し
、復調信号を瞬時識別することによって、データ列が復
号される。

次に、本発明の復Ｘｆ’Ｊ　装置がマルチパス歪に対し
て、悟れた符号誤り型持性を示す理由を、以下第３図か
ら第５図を用いて説明する。

復４Ｔｉ過程においては、以」二に述べたように、殿送
波周波数ｆ１とｆ２は分離検波された後、合成されるの
で、まず、「１の周波数の伝送系についてマルチパス歪
の影響を考える。また、マルチパスのモデルとしては、
代表的な２波モデルを考える。時間的に先行して来る波
を直接波、遅れてくる波を遅延波と呼ぶことにする。

第３図は、２波マルチパス下において、「１の周波数の
伝送系の検波信号がどのようになるかを説明した図であ
る。第３図（ａｌは、直接波の位相遷移の一例を示した
ものである。タイムスロットの後半は振幅が雰になる。

これに対して、タイムスロットに比べて無視できない、
伝播遅延時間差τだけ遅れて来た遅延波の位相遷移は、
第３図ｆｂｌのようになる。前述のように、検波方法は
ｌタイムスロットの遅延検波であるので、ある時点の検
波出力は、その時の２波の合成位相と、１タイムス口、
ト前の２波の合成位相とのベクトル内積である。例えば
、第３図（Ｃ１において、Ｂの区間の検波出力は、Ｂ′
の時の２波合成位相とＢの時のそれとのベクトル内積の
イ直になる。ただし、第１図の半タイムスロット遅延器
６による時間遅れ、および、低域通過フィルタフによる
検波信号波形の歪は、説明を簡易にするためここでは考
慮しない。

また、２ω１、ω、±ω２．２ω２の不要な周波数成分
は、前述のように結局は除かれるので、最初から無視す
る。

第４図は、Ａ′〜Ｅ′およびＡ−Ｅの各時点における直
接波と遅延波の合成位相を図示したものである。なお、
直接波と遅延波の振幅比をρ、位相差をφとした。第４
図より、第３図（Ｃ１のＡ−Ｅの各時点の検波出力は次
のようになる。

Ａ・・・・・・　Ｏ Ｂ・・・・・・　Ｉ Ｃ・・・・・　ｌ二ρ２↓２ρｃｏｓ　φＤ・・・・・
・　ρ２ Ｅ・・・・・　０ ρおよびφの値により、Ｃの区間においては検波出力が
零になることがあっても、ＢまたはＤの区間においては
絶対に検波出力が零になることはない。このように、マ
ルチパスによるアイパターンの劣化は少ない。

ｒ２の周波数の系統においても、まったく同様である。

ただし、ｆ２の周波数における、直接波と遅延波の位相
差ψはｆ、の時の位相差φとは無相関であり、一般には
異なる。つまり、Ｃの区間における検波出力の値は、ｆ
ｌの系統のそれとは一般には異なる。従って、前述のよ
うに第１図の半タイムスロット遅延器６によって、両横
波出力をタイミングを合せて合成することにより、Ｃの
区間においてはダイハーシチ効果が期待できる。

正確には、このダイハーシチ効果は周波数ダイノλ−ソ
チ効果である。

第５図はこのような周波数ダイハーノ千効果の様子を示
した図である。第５図＋ａ＋および第５図ｆｈｌにおい
て、検波出力ｌは周波数ｆ１の系統の検波出力であり、
検波出力２は周波数ｆ２の系統の検波出力である。両者
は半タイムスロット遅延器６によりタイミングは一致し
ている。検波出力１および検波出力２を合成することに
より、第５図（ｃｌの実線で示したような合成波形が得
られる。さらに、この合成波形を帯域制限フィルタＩＯ
を通すことにより、第５図ｆｃｌの点線で示したような
復調信号出力が得られる。

以上のように、本発明の復調装置は、周波数ｆ１ｆ２の
それぞれの波は間欠的であるため、遅延波が存在しても
直接波との重なり部分が少なく、マルチパスによる波形
歪は受けにくい。さらに、２周波数による周波数ダイバ
ーシチの効果がある。

また、周波数ｆ１の系統と周波数１２の系統は、時間的
に半タイムスロットずれており、タイムダイハーシチ効
果も期待できる。以上のような効果により、マルチパス
伝送路において、従来の方式より符号誤り型持性は著し
く改善され、高速のデジタル伝送が可能になる。

なお、以上の説明においては１タイムスロット遅延器４
による遅延検波によって、まず、ｆ、の周波数の伝送系
が検波されたが、０式の代りにＣ０３（（Ｌ１２１＋ω
２　Ｔｌ　）　＝ｃｏｓ　Ｗ２ｔ　　−−−−−−９０
式を満たす遅延時間Ｔ、を有するｌタイムスロット遅延
器４を用いれば、Ｔ２の周波数の伝送系が検波される。

さらに、この信号を９０°移和した信号を平衡変調器２
に供給することによって、ｆｌの周波数の伝送系が検波
される。従って、この場合は、第１図において、ｌタイ
ムスロット遅延器４の出力信号を平衡変調器３に供給し
、９０゜移相器５の出力信号を平衡変調器２に供給すれ
ば、全く同様に動作する。

また、第１図において、９０”移相器５は抵抗やコンデ
ンサなど、場合によっては能動素子を含む回路網で構成
しても良いが、以下に説明するような遅延線によっても
構成できる。この遅延線の・遅延時間をＴ２とし、周波
数ｆ１に対してこの遅延線の位相回転量を９０°とすれ
ば ２πｆ、Ｔ２＝π／２　　　　　　　　・・・・・・［
相］である。一方、Ｔ２の周波数に対する位相回転量は
、０式を用いることにより ２π’２Ｔ２ ＝　２　ｆｔ　ｆ　ｒ　７２　　　（２ｎ　　１　）　
πｆ　１．　Ｔ　２　／　２・・・・・・Ｏ ［相］式を用いると０式は ２　π’２　Ｔ２　＝１ｔ／２−（２ｎ−１）πｆ、７
ＢＥ。

・・・・・・＠ 通常、ｒｈ＜＜ｆ、であるから、［相］式の右辺の第２
項は無視でき、［相］式は次式のようになり、２πｆ２
Ｔ２＃π／２　　　　　　　　・・・・・・［相］ｆ２
の周波数に対しても、はぼ９０”位相が回転する。

以下本発明の第２の実施例について図面を参照しながら
説明する。

７ＪＥＪＧ図は本発明の第２の実施例を示す復調装置の
回路構成図である。同図において、６１は入力端子、６
２および６３は平衡変調器、６６は半タイムスロット遅
延器、６９は加算器、６１０は帯域制限フィルタ、６］
１は復調信号出力端子で、以上は第１図の構成と同様な
ものである。第１図の４２１成と異なるのは、■タイム
スロット遅延器４および９０°移相器５で構成されてい
た遅延回路を、６４および６５の１タイムスロット遅延
器によって構成した点である。

１タイムスロフト遅延器６４の遅延時間は、■タイムス
ロット遅延器４と同じＴ１に選ぶ。これに対して、１タ
イムスロット遅延器６５の遅延時間は、Ｔ、＋７２に選
ぶことによって、平衡変調器６２および６３に供給され
る信号は、第１の実施例とまったく同一となる。以降の
動作は第１の実施例と同様なので省略する。

また、以上の説明においては、第２図に示したように１
タイムスロット内での画周波数の送信回数がそれぞれ１
回づつである伝送信号を用いたが、それぞれ複数回であ
るような伝送信号に対しても以上の実施例と同様にして
復調される。つまり、以上すべての実施例において、半
タイムスロット遅延器６あるいは６６の遅延時間が一方
の周波数の１回の送信時間に等しくすることによって、
まったく同様に復調できる。

発明の効果 以上のように本発明は、受信信号をデータの１タイムス
ロットに相当する時間だけ遅延させる第１の遅延器と、
第１のｉｒｉ延器の出力信号と受信信号の積の成分を生
じる第１の乗算器と、第１の遅延器の出力信号とは９０
°位相の異なる信号を得る手段と、この９０“位相の異
なる信号と受信信号の積の成分を生じる第２の乗算器と
、第１および第２の乗算器の出力信号中の、第１と第２
の周波数の差の周波数成分同士が打ち消し合い、同時に
これらの岡山ツノ信号のタイミングを調整する遅延手段
と、これらの再出力信号を合成する加算器を設けること
により、マルチパス伝送路において、従来より高速のデ
ジタル伝送が可能になる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例における復調装置のブロ
ック図、第２図は伝送信号の模式図、第３図から第５図
は本発明の復調装置がマルチパス歪に強いことを説明す
るための信号模式図、第６図は本発明　　の第２の実施
例における復調装置のブロック図、第７図および第８図
はそれぞれ従来のデジタル信号伝送装置の変調装置およ
び復調ルー置のゴロツカ図であ２）。 １．６１・・・・・・入力端子、２．３，６２．６３・
・・・・平ｉ！ｉ変調器、４．６４．６５・・・・・用
タイツ、スロット遅延器、５・・・・・・９０°移相器
、６．６６・・・・半タイムスロフト遅延器、９，６９
・・・・・・加算器、１．０．６１０・・・・・・帯域
制限フィルタ、１１゜６１１・・・・・・復調信号出力
端子。 代理人の氏名　弁理士　中尾敏男　はか１名第１図 第２図 第３図 第４図 第５図 ＡＢＣＤＥ 第６図 第７図

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）第１および第２の周波数の信号を同一のデータ信
   号で差動符号化２相位相変調し、データの１タイムスロ
   ット内で両被変調信号を切り換え伝送する系において、
   前記第１および第２の周波数の差がデータ伝送速度の４
   分の１の奇数倍であり、受信信号をデータの１タイムス
   ロットに相当する時間だけ遅延させる第１の遅延器と、
   この第１の遅延器の出力信号と受信信号の積の成分を生
   じる第１の乗算器と、前記第１の遅延器の出力信号とは
   ９０°位相の異なる信号を得る手段と、この９０°位相
   の異なる信号と受信信号の積の成分を生じる第２の乗算
   器と、前記第１および第２の乗算器の出力信号中の、前
   記第１と第２の周波数の差の周波数成分同士が打ち消し
   合い、同時にこれらの両出力信号のタイミングを調整す
   る遅延手段と、これらの両出力信号を合成する加算器を
   具備し、前記第１および第２の周波数で伝送されてきた
   信号をそれぞれ分離検波し、合成することによって復調
   信号を得ることを特徴とする復調装置。
2. （２）９０°位相の異なる信号を得る手段は、第１の遅
   延器の出力に接続された９０°移相器で構成されている
   ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の復調装置
   。
3. （３）９０°位相の異なる信号を得る手段は、第１の遅
   延器の出力に接続された第２の遅延器で構成されている
   ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の復調装置
   。
4. （４）９０°位相の異なる信号を得る手段は、第３の遅
   延器によって、受信信号を遅延させることによって直接
   得ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の復調
   装置。