JPS62152235A - 復調装置 - Google Patents
復調装置Info
- Publication number
- JPS62152235A JPS62152235A JP29375185A JP29375185A JPS62152235A JP S62152235 A JPS62152235 A JP S62152235A JP 29375185 A JP29375185 A JP 29375185A JP 29375185 A JP29375185 A JP 29375185A JP S62152235 A JPS62152235 A JP S62152235A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- output
- phase
- signals
- time slot
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
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Landscapes
- Radio Transmission System (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、市(Xt地などのマルチパス伝送Mzに8い
て、デジタル信号を偏棉伝送するデノクル信号伝送装置
の復調装置に関するものである。
て、デジタル信号を偏棉伝送するデノクル信号伝送装置
の復調装置に関するものである。
従来の技術
近年、移動通信の分野でも、秘話性の向上や通信の高度
化、あるいは周辺の通信網との整合性からデジタル化が
進みつつある。しかし、そのような需要が最も集中する
と考えられる市街地では、ビルなどの建造物による反射
や回折などによるマルチパスによって、通信品質が著し
く劣化する。
化、あるいは周辺の通信網との整合性からデジタル化が
進みつつある。しかし、そのような需要が最も集中する
と考えられる市街地では、ビルなどの建造物による反射
や回折などによるマルチパスによって、通信品質が著し
く劣化する。
デジタル伝送の場合、マルチパスを構成するそれぞれの
波の伝播遅延時間差がデータタイムスロットに対して無
視できなくなると、波形歪や同期系の追従不良によって
符号誤り型持性が著しく劣化する。
波の伝播遅延時間差がデータタイムスロットに対して無
視できなくなると、波形歪や同期系の追従不良によって
符号誤り型持性が著しく劣化する。
以下、図面を参照しながら、上述した従来の復Am W
置の一例について説明する。
置の一例について説明する。
第7図は従来のデジタル信号伝送装置の変調装置の回路
構成図を示すものである。第7図において、71はデー
タ入力端子、72はガウス形低域フィルタ、73はFM
変調器、74はGMSK出力端子である。
構成図を示すものである。第7図において、71はデー
タ入力端子、72はガウス形低域フィルタ、73はFM
変調器、74はGMSK出力端子である。
以上のように構成された従来のデジタル信号伝送装置の
変調装置について、以下その動作について説明する。
変調装置について、以下その動作について説明する。
N RZ (Non Return Zero)のデジ
タル信号は、ガウス形低域フィルタ72によって基底帯
域制限される。帯域制限された信号はFM変調器73に
入る。FM変調器は変調指数が0.5に設定されており
、基底帯域においてガウス形フィルタで帯域制限された
M S K (Minimum 5hift Keyi
ng)である所から、G M S K (Gaussi
on Filterod M S K )と呼ばれてい
る。GMSKはMSKと同様に定包絡線の特徴を持つ上
、さらに、スペクトルの集中性および収束性に優れる。
タル信号は、ガウス形低域フィルタ72によって基底帯
域制限される。帯域制限された信号はFM変調器73に
入る。FM変調器は変調指数が0.5に設定されており
、基底帯域においてガウス形フィルタで帯域制限された
M S K (Minimum 5hift Keyi
ng)である所から、G M S K (Gaussi
on Filterod M S K )と呼ばれてい
る。GMSKはMSKと同様に定包絡線の特徴を持つ上
、さらに、スペクトルの集中性および収束性に優れる。
このようなGMSK信号の復調に関しては、MSKと同
様に、同期検波器あるいは周波数弁別器のどちらによっ
ても可能である。以下、図面を゛ 参照しながら、後者
の方法による、従来の復調装置の一例について説明する
。
様に、同期検波器あるいは周波数弁別器のどちらによっ
ても可能である。以下、図面を゛ 参照しながら、後者
の方法による、従来の復調装置の一例について説明する
。
第8図は従来の復調装置の回路構成図を示すものである
。第8図において、81は入力端子、82は振幅制限器
、83は単安定マルチパイプレーク、84は低域通過フ
ィルタ、85は復調信号出力端子である。
。第8図において、81は入力端子、82は振幅制限器
、83は単安定マルチパイプレーク、84は低域通過フ
ィルタ、85は復調信号出力端子である。
以上のように構成された従来の復調装置について、以下
その動作について説明する。
その動作について説明する。
入力端子81に入力されたGMSK信号は、振幅制限器
82によって矩形波に直される。さらに、’i’−安定
マルチハイブレーク83によって一定の幅のパルス列に
変換される。GMSK信号は一種のFM信号であるので
、この一定幅のパルス列の疎密は変調信号によって変化
する。従って、低域通過フィルタ84によってこのパル
ス列を平均化することにより、周波数の変化を取り出せ
る。(例えば、三木、″GMSK周波数検波の実験的検
討”。
82によって矩形波に直される。さらに、’i’−安定
マルチハイブレーク83によって一定の幅のパルス列に
変換される。GMSK信号は一種のFM信号であるので
、この一定幅のパルス列の疎密は変調信号によって変化
する。従って、低域通過フィルタ84によってこのパル
ス列を平均化することにより、周波数の変化を取り出せ
る。(例えば、三木、″GMSK周波数検波の実験的検
討”。
信学技報、C382−89,1982)発明が解決しよ
うとする問題点 しかしながら上記のような構成では、前述のようにマル
チパスによる波形歪が著しく、符号誤り率の劣化が著し
い。特に、信号のS/N比と誤り率の関係を調べてみる
と、S/N比を向上させても誤り率が減少しない領域が
存在する。このような符号誤りは軽減不能誤りなどと呼
ばれている。
うとする問題点 しかしながら上記のような構成では、前述のようにマル
チパスによる波形歪が著しく、符号誤り率の劣化が著し
い。特に、信号のS/N比と誤り率の関係を調べてみる
と、S/N比を向上させても誤り率が減少しない領域が
存在する。このような符号誤りは軽減不能誤りなどと呼
ばれている。
このような、いわゆる軽減不能誤りのために、実際の市
街地でのデータ伝送速度は大きく制限を受け、高速伝送
は不可能である。
街地でのデータ伝送速度は大きく制限を受け、高速伝送
は不可能である。
本発明は上記問題点に鑑み、市街地などのマルチパス伝
送路において、高速デジタル伝送の行なえるデジタル信
号伝送装置の復調装置を提供するものである。
送路において、高速デジタル伝送の行なえるデジタル信
号伝送装置の復調装置を提供するものである。
問題点を解決するための手段
上記問題点を解決するために、本発明の復調装置は、受
信信号をデータの1タイムスロットに相当する時間だけ
遅延させる第1の遅延器と、第1の遅延器の出力信号と
受信信号の積の成分を生じる第1の乗算器と、第1の遅
延器の出力信号とは90°位相の異なる信号を得る手段
と、この90’位相の異なる信号と受信信号の積の成分
を生じる第2の乗算器と、第1および第2の乗算器の出
力信号中の、第1と第2の周波数の差の周波数成分同士
が打ち消し合い、同時にこれらの両出力信号のタイミン
グを調整する遅延手段と、これらの両出力信号を合成す
る加算器を備えたものである。
信信号をデータの1タイムスロットに相当する時間だけ
遅延させる第1の遅延器と、第1の遅延器の出力信号と
受信信号の積の成分を生じる第1の乗算器と、第1の遅
延器の出力信号とは90°位相の異なる信号を得る手段
と、この90’位相の異なる信号と受信信号の積の成分
を生じる第2の乗算器と、第1および第2の乗算器の出
力信号中の、第1と第2の周波数の差の周波数成分同士
が打ち消し合い、同時にこれらの両出力信号のタイミン
グを調整する遅延手段と、これらの両出力信号を合成す
る加算器を備えたものである。
作用
本発明は上記した構成によって、lデータタイムスロッ
トを第1および第2の周波数に切り換え、差動符号化2
相位相変調されて送られてきた信号を復調する。画周波
数およびデータ伝送速度の間には特定の関係を有し、遅
延器の遅延時間をこれら3者によって決る値に設定され
た遅延検波を行うことにより、画周波数で送られてきた
信号をそれぞれ分離検波し、タイミングを合せて合成し
復調信号を得る。従って、第1あるいは第2の周波数の
波はそれぞれデータ信号タイムスロットに比べて幅の狭
いバースト状の間欠的な波のため、遅延波が存在しても
直接波との重なり部分が少なく、マルチパスによる波形
歪は受けにくい。さらに、。
トを第1および第2の周波数に切り換え、差動符号化2
相位相変調されて送られてきた信号を復調する。画周波
数およびデータ伝送速度の間には特定の関係を有し、遅
延器の遅延時間をこれら3者によって決る値に設定され
た遅延検波を行うことにより、画周波数で送られてきた
信号をそれぞれ分離検波し、タイミングを合せて合成し
復調信号を得る。従って、第1あるいは第2の周波数の
波はそれぞれデータ信号タイムスロットに比べて幅の狭
いバースト状の間欠的な波のため、遅延波が存在しても
直接波との重なり部分が少なく、マルチパスによる波形
歪は受けにくい。さらに、。
2つの周波数を使っているので、周波数ダイバーシチの
効果がある。また、画周波数の送信時刻の違いによるタ
イムダイバーシチ効果も期待できる。
効果がある。また、画周波数の送信時刻の違いによるタ
イムダイバーシチ効果も期待できる。
以上のような効果により、マルチパス伝送路において従
来より高速のデジタル伝送が可能になる。
来より高速のデジタル伝送が可能になる。
実施例
以下本発明の一実施例の復調装置について、図面を参照
しながら説明する。
しながら説明する。
第1図は本発明の第1の実施例における復調装置の回路
構成図を示すものである。第1図において、1は入力端
子、2および3は平衡変調器、4は1タイムスロント遅
延器、5は90°移相器、6は半タイムスロット遅延器
、9は加算器、10は帯域制限フィルタ、11は復調信
号出力端子である。
構成図を示すものである。第1図において、1は入力端
子、2および3は平衡変調器、4は1タイムスロント遅
延器、5は90°移相器、6は半タイムスロット遅延器
、9は加算器、10は帯域制限フィルタ、11は復調信
号出力端子である。
以上のように構成された復調装置について、以下第1図
および第2図を用いてその動作を説明する。
および第2図を用いてその動作を説明する。
第2図は、伝送信号を示したものである。データは、予
め差動符号化されており、2相位相変調(B P S
K : Binary Phase 5hift Ke
ying )がかけられる。差動符号化されているので
、正確には差動符号化B P S K (D P S
K : DifferentialPhase 5hi
ft Keying )の変調がかけられている。
め差動符号化されており、2相位相変調(B P S
K : Binary Phase 5hift Ke
ying )がかけられる。差動符号化されているので
、正確には差動符号化B P S K (D P S
K : DifferentialPhase 5hi
ft Keying )の変調がかけられている。
ただし、伝送信号は第2回転送信号1に示したように、
タイムスロットの前半は周波数f1で、後半は周波数r
2で送信される。そして、伝送情報は、例えば、第2図
においてf、−Aとf、 −8の間の位相差およびf2
−Aとf2−Bの間の位相差に表現されている。ただし
、ここで言う位相差とは、0°あるいは180°である
。なお、伝送信号は、第2口伝送信号2に示したように
、伝送信号1に比べてさらにデユーティ比の小さいもの
であっても良い。
タイムスロットの前半は周波数f1で、後半は周波数r
2で送信される。そして、伝送情報は、例えば、第2図
においてf、−Aとf、 −8の間の位相差およびf2
−Aとf2−Bの間の位相差に表現されている。ただし
、ここで言う位相差とは、0°あるいは180°である
。なお、伝送信号は、第2口伝送信号2に示したように
、伝送信号1に比べてさらにデユーティ比の小さいもの
であっても良い。
2つの送信周波数11とf2およびデータ伝送速度f、
との間には、nを整数として、次式で示す関係があると
する。
との間には、nを整数として、次式で示す関係があると
する。
rl 12 = (2n I)xfl、/4 −−
(DTをタイムスロット長とすれば、 T=I/f、 ・旧・・■で
あるが、0式の両辺に2πTをかけて整理すると、次式
のようになる。
(DTをタイムスロット長とすれば、 T=I/f、 ・旧・・■で
あるが、0式の両辺に2πTをかけて整理すると、次式
のようになる。
2 πr + 7 2 πf 2 T
=(2n−1)Xπ/2 ・・・・・・00式
より、0式の関係は、Tだけ信号を遅延させると、fl
の信号とr2の信号の位相関係は、さらに906だけ相
互にずれることを示している。
より、0式の関係は、Tだけ信号を遅延させると、fl
の信号とr2の信号の位相関係は、さらに906だけ相
互にずれることを示している。
第1図において、入力端子1に次式に示すような信号α
が入力されたとする。
が入力されたとする。
α=ancosω、t+bncosω2を畢・・・9申
■ただし、anおよびbnはデータ列(a n−±l、
b、=±1)で、ω1=2πr1.ω2=2πf2であ
る。つまり、信号αは2つの周波数f、および「2の2
相位相変調された信号を示している。
■ただし、anおよびbnはデータ列(a n−±l、
b、=±1)で、ω1=2πr1.ω2=2πf2であ
る。つまり、信号αは2つの周波数f、および「2の2
相位相変調された信号を示している。
今さらに、1タイムスロット遅延器4の遅延時間T1に
cos (ω1 t+ω) T 1) =CO5ω1
t ・・・・・・■の関係があるとすれば、lタイムス
ロ、ト遅延器4を通過した後の信号βは、■弐の関係を
用いることにより、 β=an −I CoS ω L ± h
sin ω2Ll n
−1 ・・・・・・■ となる。従って、0式、0式より、平衡変調器2の出力
信号α・βは次式のようになる。
t ・・・・・・■の関係があるとすれば、lタイムス
ロ、ト遅延器4を通過した後の信号βは、■弐の関係を
用いることにより、 β=an −I CoS ω L ± h
sin ω2Ll n
−1 ・・・・・・■ となる。従って、0式、0式より、平衡変調器2の出力
信号α・βは次式のようになる。
α ・ β
”’ancos ω t−a ’cos
ω tI nl 士anCQSω、t−b−sinω2t+bncos
O21’ an−ICO3O1も± b cos
ω t−b sinω2tn−1 =’A t anan、、 (1ICO326J、
t )± ab、、5in(O1↓ω2)t i ± a b 5in(ωI −O2)Llll + bnan、、 cos (O1+ω2)tI
bna、 、、 cos (ωI−ω2)L± b
nbn、、 sin 2 ω、、1 ]−・・
・・・■ごこで、2ω1、ω1±ω2.2ω2の周波数
成分が後述する方法によって除かれるとすると、平衡変
調器2の出力信号Tは次式のようになる。
ω tI nl 士anCQSω、t−b−sinω2t+bncos
O21’ an−ICO3O1も± b cos
ω t−b sinω2tn−1 =’A t anan、、 (1ICO326J、
t )± ab、、5in(O1↓ω2)t i ± a b 5in(ωI −O2)Llll + bnan、、 cos (O1+ω2)tI
bna、 、、 cos (ωI−ω2)L± b
nbn、、 sin 2 ω、、1 ]−・・
・・・■ごこで、2ω1、ω1±ω2.2ω2の周波数
成分が後述する方法によって除かれるとすると、平衡変
調器2の出力信号Tは次式のようになる。
T−+Aanar1.1 ・・・・
・・■データ列anが差動符号化されておれば、出力信
号Tは復調されたデータ列になる。このように、f、、
f2、r、に0式の条件を設け、lタイムスロット遅延
器4の遅延時間T1に0式の関係を持つ遅延検波を行う
ことにより、周波数11の搬送波に対する変調データ列
anのみの検波信号を得ることができる。 ′ 周波数r2の&送波に対する変調データ列bnの検波も
同様にして行うことができる。lタイムスロット遅延器
4の出力信号をさらに90’移相することにより、90
″移相器5の出力信号δは、0式を用いて次式のように
なる。
・・■データ列anが差動符号化されておれば、出力信
号Tは復調されたデータ列になる。このように、f、、
f2、r、に0式の条件を設け、lタイムスロット遅延
器4の遅延時間T1に0式の関係を持つ遅延検波を行う
ことにより、周波数11の搬送波に対する変調データ列
anのみの検波信号を得ることができる。 ′ 周波数r2の&送波に対する変調データ列bnの検波も
同様にして行うことができる。lタイムスロット遅延器
4の出力信号をさらに90’移相することにより、90
″移相器5の出力信号δは、0式を用いて次式のように
なる。
δJ01Cos” 2 t a n 、+ Slnω
、 、 L −・・−・■ただし、0式の右辺第2項の
符号が十の時、906移相器5は90°の進相、−の時
、90゜の遅相であって、■弐と0式の復号は同順であ
る。
、 、 L −・・−・■ただし、0式の右辺第2項の
符号が十の時、906移相器5は90°の進相、−の時
、90゜の遅相であって、■弐と0式の復号は同順であ
る。
従って、0式、0式より、平衡変調器3の出力信号α・
δは同様にして次式のようになる。
δは同様にして次式のようになる。
α ・ δ
−z (bn bn l (1+cos 2ω2
む )、 王bna、 、、 sin (O1+ω2
) を壬 bn an 4 sin (”
1− O2)tIanbn1CO3(nl −O2)
tIan bn 、+ sin (” 1−O2)t
l an a、、、sin 2 ωIt
)−・・・・@1ここで、2ω1、ω1±ω2.
2ω2の周波数成分が後述する方法によって除かれると
すると、平衡度jJjl 33の出力信号εは、 ε=!’S b nb n −(・−−−−−@となり
、データ列brlが差動符号化されておれば、周波数f
2の窪送波に対する変調データ列bnのみの検波信号を
得ることができる。
む )、 王bna、 、、 sin (O1+ω2
) を壬 bn an 4 sin (”
1− O2)tIanbn1CO3(nl −O2)
tIan bn 、+ sin (” 1−O2)t
l an a、、、sin 2 ωIt
)−・・・・@1ここで、2ω1、ω1±ω2.
2ω2の周波数成分が後述する方法によって除かれると
すると、平衡度jJjl 33の出力信号εは、 ε=!’S b nb n −(・−−−−−@となり
、データ列brlが差動符号化されておれば、周波数f
2の窪送波に対する変調データ列bnのみの検波信号を
得ることができる。
本発明の復調装置に対応する伝送信号は、第2図に示し
たように、データのタイムスロットの前半が周波数f、
で、後半が周波数r2で同一の差動符号化されたデータ
列を伝送する。従って、半タイムスロット遅延器6で前
者に対応する検波信号を半タイムスロット遅延させ、加
算器9によって合成することにより画周波数によって送
られてきた同一データー列を周波数分離受信し、それぞ
れに対応する検波信号を同一タイミングで合成できろ。
たように、データのタイムスロットの前半が周波数f、
で、後半が周波数r2で同一の差動符号化されたデータ
列を伝送する。従って、半タイムスロット遅延器6で前
者に対応する検波信号を半タイムスロット遅延させ、加
算器9によって合成することにより画周波数によって送
られてきた同一データー列を周波数分離受信し、それぞ
れに対応する検波信号を同一タイミングで合成できろ。
平衡変調器2および3に含まれる、2ω1.ω1±ω2
.2ω2の不要な周波数成分は次のようにして除かれる
。
.2ω2の不要な周波数成分は次のようにして除かれる
。
2ω1、ω1+ω2.2ω2の成分については、いずれ
もデータ伝送速度f、に比べて、充分高い周波数成分で
あるので、帯域制限フィルタ10によって除かれる。ω
1−ω2の成分については、rlとr2の差がfbに近
いあるいは小さい場合は、帯域制限フィルタlOによっ
て除くことは困難であるが、以下のようにしてその成分
を除くことができる。
もデータ伝送速度f、に比べて、充分高い周波数成分で
あるので、帯域制限フィルタ10によって除かれる。ω
1−ω2の成分については、rlとr2の差がfbに近
いあるいは小さい場合は、帯域制限フィルタlOによっ
て除くことは困難であるが、以下のようにしてその成分
を除くことができる。
同一のデータ列を伝送しているので、
a n −b n ’”
°゛@であるから、0式および[相]式のω1−ω2の
成分〈α・β〉および〈α・δ〉はそれぞれ0式および
0式のようになる。
°゛@であるから、0式および[相]式のω1−ω2の
成分〈α・β〉および〈α・δ〉はそれぞれ0式および
0式のようになる。
〈α・β〉
1+A(±a nan、I Sjn (ω1−ω2)
L+a nan、、 cos (O1−O2)L
)=、7i/2an an、、 cos f (ω、
−ω2)t±π/4)・・・・・・@ 〈 α ・ δ 〉 =2(乎a nan、、 sin (ω] −C2)
し+a nan、、 cos (ω1−ω2 )t
)=、/i−/2anan 、、 cos ((ω1
−ω2)【=π/4)・・・・・@ ただし、0式と0式は複合同順であるので、■弐と[相
]式も復号同順、よって0式と0式の復号は同順である
。従って、0式および■式より、平f!i変調器2およ
び3の出力信号に含まれるω1−ω2の成分は互いに9
0°位相が異なる。そこで、半タイムスロット遅延器6
のω1−ω2の周波数における位相回転量が90’であ
れば、加算器9で合成された時、ω1−ω2の周波数成
分は相殺され、除かれることになる。
L+a nan、、 cos (O1−O2)L
)=、7i/2an an、、 cos f (ω、
−ω2)t±π/4)・・・・・・@ 〈 α ・ δ 〉 =2(乎a nan、、 sin (ω] −C2)
し+a nan、、 cos (ω1−ω2 )t
)=、/i−/2anan 、、 cos ((ω1
−ω2)【=π/4)・・・・・@ ただし、0式と0式は複合同順であるので、■弐と[相
]式も復号同順、よって0式と0式の復号は同順である
。従って、0式および■式より、平f!i変調器2およ
び3の出力信号に含まれるω1−ω2の成分は互いに9
0°位相が異なる。そこで、半タイムスロット遅延器6
のω1−ω2の周波数における位相回転量が90’であ
れば、加算器9で合成された時、ω1−ω2の周波数成
分は相殺され、除かれることになる。
加算器9によって合成されたそれぞれの検波信号は、帯
域制限フィルタ10によって、データ信号が通過できる
程度まで帯域を制限し、ノイズ成分を除去する。このよ
うにして得られた復調信号から、クロック成分を再生し
、復調信号を瞬時識別することによって、データ列が復
号される。
域制限フィルタ10によって、データ信号が通過できる
程度まで帯域を制限し、ノイズ成分を除去する。このよ
うにして得られた復調信号から、クロック成分を再生し
、復調信号を瞬時識別することによって、データ列が復
号される。
次に、本発明の復Xf’J 装置がマルチパス歪に対し
て、悟れた符号誤り型持性を示す理由を、以下第3図か
ら第5図を用いて説明する。
て、悟れた符号誤り型持性を示す理由を、以下第3図か
ら第5図を用いて説明する。
復4Ti過程においては、以」二に述べたように、殿送
波周波数f1とf2は分離検波された後、合成されるの
で、まず、「1の周波数の伝送系についてマルチパス歪
の影響を考える。また、マルチパスのモデルとしては、
代表的な2波モデルを考える。時間的に先行して来る波
を直接波、遅れてくる波を遅延波と呼ぶことにする。
波周波数f1とf2は分離検波された後、合成されるの
で、まず、「1の周波数の伝送系についてマルチパス歪
の影響を考える。また、マルチパスのモデルとしては、
代表的な2波モデルを考える。時間的に先行して来る波
を直接波、遅れてくる波を遅延波と呼ぶことにする。
第3図は、2波マルチパス下において、「1の周波数の
伝送系の検波信号がどのようになるかを説明した図であ
る。第3図(alは、直接波の位相遷移の一例を示した
ものである。タイムスロットの後半は振幅が雰になる。
伝送系の検波信号がどのようになるかを説明した図であ
る。第3図(alは、直接波の位相遷移の一例を示した
ものである。タイムスロットの後半は振幅が雰になる。
これに対して、タイムスロットに比べて無視できない、
伝播遅延時間差τだけ遅れて来た遅延波の位相遷移は、
第3図fblのようになる。前述のように、検波方法は
lタイムスロットの遅延検波であるので、ある時点の検
波出力は、その時の2波の合成位相と、1タイムス口、
ト前の2波の合成位相とのベクトル内積である。例えば
、第3図(C1において、Bの区間の検波出力は、B′
の時の2波合成位相とBの時のそれとのベクトル内積の
イ直になる。ただし、第1図の半タイムスロット遅延器
6による時間遅れ、および、低域通過フィルタフによる
検波信号波形の歪は、説明を簡易にするためここでは考
慮しない。
伝播遅延時間差τだけ遅れて来た遅延波の位相遷移は、
第3図fblのようになる。前述のように、検波方法は
lタイムスロットの遅延検波であるので、ある時点の検
波出力は、その時の2波の合成位相と、1タイムス口、
ト前の2波の合成位相とのベクトル内積である。例えば
、第3図(C1において、Bの区間の検波出力は、B′
の時の2波合成位相とBの時のそれとのベクトル内積の
イ直になる。ただし、第1図の半タイムスロット遅延器
6による時間遅れ、および、低域通過フィルタフによる
検波信号波形の歪は、説明を簡易にするためここでは考
慮しない。
また、2ω1、ω、±ω2.2ω2の不要な周波数成分
は、前述のように結局は除かれるので、最初から無視す
る。
は、前述のように結局は除かれるので、最初から無視す
る。
第4図は、A′〜E′およびA−Eの各時点における直
接波と遅延波の合成位相を図示したものである。なお、
直接波と遅延波の振幅比をρ、位相差をφとした。第4
図より、第3図(C1のA−Eの各時点の検波出力は次
のようになる。
接波と遅延波の合成位相を図示したものである。なお、
直接波と遅延波の振幅比をρ、位相差をφとした。第4
図より、第3図(C1のA−Eの各時点の検波出力は次
のようになる。
A・・・・・・ O
B・・・・・・ I
C・・・・・ l二ρ2↓2ρcos φD・・・・・
・ ρ2 E・・・・・ 0 ρおよびφの値により、Cの区間においては検波出力が
零になることがあっても、BまたはDの区間においては
絶対に検波出力が零になることはない。このように、マ
ルチパスによるアイパターンの劣化は少ない。
・ ρ2 E・・・・・ 0 ρおよびφの値により、Cの区間においては検波出力が
零になることがあっても、BまたはDの区間においては
絶対に検波出力が零になることはない。このように、マ
ルチパスによるアイパターンの劣化は少ない。
r2の周波数の系統においても、まったく同様である。
ただし、f2の周波数における、直接波と遅延波の位相
差ψはf、の時の位相差φとは無相関であり、一般には
異なる。つまり、Cの区間における検波出力の値は、f
lの系統のそれとは一般には異なる。従って、前述のよ
うに第1図の半タイムスロット遅延器6によって、両横
波出力をタイミングを合せて合成することにより、Cの
区間においてはダイハーシチ効果が期待できる。
差ψはf、の時の位相差φとは無相関であり、一般には
異なる。つまり、Cの区間における検波出力の値は、f
lの系統のそれとは一般には異なる。従って、前述のよ
うに第1図の半タイムスロット遅延器6によって、両横
波出力をタイミングを合せて合成することにより、Cの
区間においてはダイハーシチ効果が期待できる。
正確には、このダイハーシチ効果は周波数ダイノλ−ソ
チ効果である。
チ効果である。
第5図はこのような周波数ダイハーノ千効果の様子を示
した図である。第5図+a+および第5図fhlにおい
て、検波出力lは周波数f1の系統の検波出力であり、
検波出力2は周波数f2の系統の検波出力である。両者
は半タイムスロット遅延器6によりタイミングは一致し
ている。検波出力1および検波出力2を合成することに
より、第5図(clの実線で示したような合成波形が得
られる。さらに、この合成波形を帯域制限フィルタIO
を通すことにより、第5図fclの点線で示したような
復調信号出力が得られる。
した図である。第5図+a+および第5図fhlにおい
て、検波出力lは周波数f1の系統の検波出力であり、
検波出力2は周波数f2の系統の検波出力である。両者
は半タイムスロット遅延器6によりタイミングは一致し
ている。検波出力1および検波出力2を合成することに
より、第5図(clの実線で示したような合成波形が得
られる。さらに、この合成波形を帯域制限フィルタIO
を通すことにより、第5図fclの点線で示したような
復調信号出力が得られる。
以上のように、本発明の復調装置は、周波数f1f2の
それぞれの波は間欠的であるため、遅延波が存在しても
直接波との重なり部分が少なく、マルチパスによる波形
歪は受けにくい。さらに、2周波数による周波数ダイバ
ーシチの効果がある。
それぞれの波は間欠的であるため、遅延波が存在しても
直接波との重なり部分が少なく、マルチパスによる波形
歪は受けにくい。さらに、2周波数による周波数ダイバ
ーシチの効果がある。
また、周波数f1の系統と周波数12の系統は、時間的
に半タイムスロットずれており、タイムダイハーシチ効
果も期待できる。以上のような効果により、マルチパス
伝送路において、従来の方式より符号誤り型持性は著し
く改善され、高速のデジタル伝送が可能になる。
に半タイムスロットずれており、タイムダイハーシチ効
果も期待できる。以上のような効果により、マルチパス
伝送路において、従来の方式より符号誤り型持性は著し
く改善され、高速のデジタル伝送が可能になる。
なお、以上の説明においては1タイムスロット遅延器4
による遅延検波によって、まず、f、の周波数の伝送系
が検波されたが、0式の代りにC03((L121+ω
2 Tl ) =cos W2t −−−−−−90
式を満たす遅延時間T、を有するlタイムスロット遅延
器4を用いれば、T2の周波数の伝送系が検波される。
による遅延検波によって、まず、f、の周波数の伝送系
が検波されたが、0式の代りにC03((L121+ω
2 Tl ) =cos W2t −−−−−−90
式を満たす遅延時間T、を有するlタイムスロット遅延
器4を用いれば、T2の周波数の伝送系が検波される。
さらに、この信号を90°移和した信号を平衡変調器2
に供給することによって、flの周波数の伝送系が検波
される。従って、この場合は、第1図において、lタイ
ムスロット遅延器4の出力信号を平衡変調器3に供給し
、90゜移相器5の出力信号を平衡変調器2に供給すれ
ば、全く同様に動作する。
に供給することによって、flの周波数の伝送系が検波
される。従って、この場合は、第1図において、lタイ
ムスロット遅延器4の出力信号を平衡変調器3に供給し
、90゜移相器5の出力信号を平衡変調器2に供給すれ
ば、全く同様に動作する。
また、第1図において、90”移相器5は抵抗やコンデ
ンサなど、場合によっては能動素子を含む回路網で構成
しても良いが、以下に説明するような遅延線によっても
構成できる。この遅延線の・遅延時間をT2とし、周波
数f1に対してこの遅延線の位相回転量を90°とすれ
ば 2πf、T2=π/2 ・・・・・・[
相]である。一方、T2の周波数に対する位相回転量は
、0式を用いることにより 2π’2T2 = 2 ft f r 72 (2n 1 )
πf 1. T 2 / 2・・・・・・O [相]式を用いると0式は 2 π’2 T2 =1t/2−(2n−1)πf、7
BE。
ンサなど、場合によっては能動素子を含む回路網で構成
しても良いが、以下に説明するような遅延線によっても
構成できる。この遅延線の・遅延時間をT2とし、周波
数f1に対してこの遅延線の位相回転量を90°とすれ
ば 2πf、T2=π/2 ・・・・・・[
相]である。一方、T2の周波数に対する位相回転量は
、0式を用いることにより 2π’2T2 = 2 ft f r 72 (2n 1 )
πf 1. T 2 / 2・・・・・・O [相]式を用いると0式は 2 π’2 T2 =1t/2−(2n−1)πf、7
BE。
・・・・・・@
通常、rh<<f、であるから、[相]式の右辺の第2
項は無視でき、[相]式は次式のようになり、2πf2
T2#π/2 ・・・・・・[相]f2
の周波数に対しても、はぼ90”位相が回転する。
項は無視でき、[相]式は次式のようになり、2πf2
T2#π/2 ・・・・・・[相]f2
の周波数に対しても、はぼ90”位相が回転する。
以下本発明の第2の実施例について図面を参照しながら
説明する。
説明する。
7JEJG図は本発明の第2の実施例を示す復調装置の
回路構成図である。同図において、61は入力端子、6
2および63は平衡変調器、66は半タイムスロット遅
延器、69は加算器、610は帯域制限フィルタ、6]
1は復調信号出力端子で、以上は第1図の構成と同様な
ものである。第1図の421成と異なるのは、■タイム
スロット遅延器4および90°移相器5で構成されてい
た遅延回路を、64および65の1タイムスロット遅延
器によって構成した点である。
回路構成図である。同図において、61は入力端子、6
2および63は平衡変調器、66は半タイムスロット遅
延器、69は加算器、610は帯域制限フィルタ、6]
1は復調信号出力端子で、以上は第1図の構成と同様な
ものである。第1図の421成と異なるのは、■タイム
スロット遅延器4および90°移相器5で構成されてい
た遅延回路を、64および65の1タイムスロット遅延
器によって構成した点である。
1タイムスロフト遅延器64の遅延時間は、■タイムス
ロット遅延器4と同じT1に選ぶ。これに対して、1タ
イムスロット遅延器65の遅延時間は、T、+72に選
ぶことによって、平衡変調器62および63に供給され
る信号は、第1の実施例とまったく同一となる。以降の
動作は第1の実施例と同様なので省略する。
ロット遅延器4と同じT1に選ぶ。これに対して、1タ
イムスロット遅延器65の遅延時間は、T、+72に選
ぶことによって、平衡変調器62および63に供給され
る信号は、第1の実施例とまったく同一となる。以降の
動作は第1の実施例と同様なので省略する。
また、以上の説明においては、第2図に示したように1
タイムスロット内での画周波数の送信回数がそれぞれ1
回づつである伝送信号を用いたが、それぞれ複数回であ
るような伝送信号に対しても以上の実施例と同様にして
復調される。つまり、以上すべての実施例において、半
タイムスロット遅延器6あるいは66の遅延時間が一方
の周波数の1回の送信時間に等しくすることによって、
まったく同様に復調できる。
タイムスロット内での画周波数の送信回数がそれぞれ1
回づつである伝送信号を用いたが、それぞれ複数回であ
るような伝送信号に対しても以上の実施例と同様にして
復調される。つまり、以上すべての実施例において、半
タイムスロット遅延器6あるいは66の遅延時間が一方
の周波数の1回の送信時間に等しくすることによって、
まったく同様に復調できる。
発明の効果
以上のように本発明は、受信信号をデータの1タイムス
ロットに相当する時間だけ遅延させる第1の遅延器と、
第1のiri延器の出力信号と受信信号の積の成分を生
じる第1の乗算器と、第1の遅延器の出力信号とは90
°位相の異なる信号を得る手段と、この90“位相の異
なる信号と受信信号の積の成分を生じる第2の乗算器と
、第1および第2の乗算器の出力信号中の、第1と第2
の周波数の差の周波数成分同士が打ち消し合い、同時に
これらの岡山ツノ信号のタイミングを調整する遅延手段
と、これらの再出力信号を合成する加算器を設けること
により、マルチパス伝送路において、従来より高速のデ
ジタル伝送が可能になる。
ロットに相当する時間だけ遅延させる第1の遅延器と、
第1のiri延器の出力信号と受信信号の積の成分を生
じる第1の乗算器と、第1の遅延器の出力信号とは90
°位相の異なる信号を得る手段と、この90“位相の異
なる信号と受信信号の積の成分を生じる第2の乗算器と
、第1および第2の乗算器の出力信号中の、第1と第2
の周波数の差の周波数成分同士が打ち消し合い、同時に
これらの岡山ツノ信号のタイミングを調整する遅延手段
と、これらの再出力信号を合成する加算器を設けること
により、マルチパス伝送路において、従来より高速のデ
ジタル伝送が可能になる。
第1図は本発明の第1の実施例における復調装置のブロ
ック図、第2図は伝送信号の模式図、第3図から第5図
は本発明の復調装置がマルチパス歪に強いことを説明す
るための信号模式図、第6図は本発明 の第2の実施
例における復調装置のブロック図、第7図および第8図
はそれぞれ従来のデジタル信号伝送装置の変調装置およ
び復調ルー置のゴロツカ図であ2)。 1.61・・・・・・入力端子、2.3,62.63・
・・・・平i!i変調器、4.64.65・・・・・用
タイツ、スロット遅延器、5・・・・・・90°移相器
、6.66・・・・半タイムスロフト遅延器、9,69
・・・・・・加算器、1.0.610・・・・・・帯域
制限フィルタ、11゜611・・・・・・復調信号出力
端子。 代理人の氏名 弁理士 中尾敏男 はか1名第1図 第2図 第3図 第4図 第5図 ABCDE 第6図 第7図
ック図、第2図は伝送信号の模式図、第3図から第5図
は本発明の復調装置がマルチパス歪に強いことを説明す
るための信号模式図、第6図は本発明 の第2の実施
例における復調装置のブロック図、第7図および第8図
はそれぞれ従来のデジタル信号伝送装置の変調装置およ
び復調ルー置のゴロツカ図であ2)。 1.61・・・・・・入力端子、2.3,62.63・
・・・・平i!i変調器、4.64.65・・・・・用
タイツ、スロット遅延器、5・・・・・・90°移相器
、6.66・・・・半タイムスロフト遅延器、9,69
・・・・・・加算器、1.0.610・・・・・・帯域
制限フィルタ、11゜611・・・・・・復調信号出力
端子。 代理人の氏名 弁理士 中尾敏男 はか1名第1図 第2図 第3図 第4図 第5図 ABCDE 第6図 第7図
Claims (4)
- (1)第1および第2の周波数の信号を同一のデータ信
号で差動符号化2相位相変調し、データの1タイムスロ
ット内で両被変調信号を切り換え伝送する系において、
前記第1および第2の周波数の差がデータ伝送速度の4
分の1の奇数倍であり、受信信号をデータの1タイムス
ロットに相当する時間だけ遅延させる第1の遅延器と、
この第1の遅延器の出力信号と受信信号の積の成分を生
じる第1の乗算器と、前記第1の遅延器の出力信号とは
90°位相の異なる信号を得る手段と、この90°位相
の異なる信号と受信信号の積の成分を生じる第2の乗算
器と、前記第1および第2の乗算器の出力信号中の、前
記第1と第2の周波数の差の周波数成分同士が打ち消し
合い、同時にこれらの両出力信号のタイミングを調整す
る遅延手段と、これらの両出力信号を合成する加算器を
具備し、前記第1および第2の周波数で伝送されてきた
信号をそれぞれ分離検波し、合成することによって復調
信号を得ることを特徴とする復調装置。 - (2)90°位相の異なる信号を得る手段は、第1の遅
延器の出力に接続された90°移相器で構成されている
ことを特徴とする特許請求の範囲第1項記載の復調装置
。 - (3)90°位相の異なる信号を得る手段は、第1の遅
延器の出力に接続された第2の遅延器で構成されている
ことを特徴とする特許請求の範囲第1項記載の復調装置
。 - (4)90°位相の異なる信号を得る手段は、第3の遅
延器によって、受信信号を遅延させることによって直接
得ることを特徴とする特許請求の範囲第1項記載の復調
装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP29375185A JPH0712169B2 (ja) | 1985-12-26 | 1985-12-26 | 復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP29375185A JPH0712169B2 (ja) | 1985-12-26 | 1985-12-26 | 復調装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS62152235A true JPS62152235A (ja) | 1987-07-07 |
JPH0712169B2 JPH0712169B2 (ja) | 1995-02-08 |
Family
ID=17798758
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP29375185A Expired - Lifetime JPH0712169B2 (ja) | 1985-12-26 | 1985-12-26 | 復調装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0712169B2 (ja) |
-
1985
- 1985-12-26 JP JP29375185A patent/JPH0712169B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0712169B2 (ja) | 1995-02-08 |
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