JPH0712169B2

JPH0712169B2 - 復調装置

Info

Publication number: JPH0712169B2
Application number: JP29375185A
Authority: JP
Inventors: 均 ▲高▼井
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1985-12-26
Filing date: 1985-12-26
Publication date: 1995-02-08
Anticipated expiration: 2010-02-08
Also published as: JPS62152235A

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は、市街地などのマルチパス伝送路において、デ
ジタル信号を無線伝送するデジタル信号伝送装置の復調
装置に関するものである。

従来の技術近年、移動通信の分野でも、秘話性の向上や通信の高度
化、あるいは周辺の通信網との整合性からデジタル化が
進みつつある。しかし、そのような需要が最も集中する
と考えられる市街地では、ビルなどの建造物による反射
や回折などによるマルチパスによって、通信品質が著し
く劣化する。デジタル伝送の場合、マルチパスを構成す
るそれぞれの波の伝播遅延時間差がデータタイムスロッ
トに対して無視できなくなると、波形歪や同期系の追従
不良によって、符号誤り率特性が著しく劣化する。

以下、図面を参照しながら、上述した従来の復調装置の
一例について説明する。

第７図は従来のデジタル信号伝送装置の変調装置の回路
構成図を示すものである。第７図において、71はデータ
入力端子、72はガウス形低域フィルタ、73はFM変調器、
74はGMSK出力端子である。

以上のように構成された従来のデジタル信号伝送装置の
変調装置について、以下その動作について説明する。

NRZ（Non Return Zero）のデジタル信号は、ガウス形低
域フィルタ72によって基底帯域制限される。帯域制限さ
れた信号はFM変調器73に入る。FM変調器は変調指数が0.
5に設定されており、基底帯域においてガウス形フィル
タで帯域制限されたMSK（Minimum Shift Keying）であ
る所から、GMSK（Gaussion Filtered MSK）と呼ばれて
いる。GMSKはMSKと同様の定包線路の特徴を持つ上、さ
らに、スペクトルの集中性および収束性に優れる。

このようなGMSK信号の復調に関しては、MSKと同様に、
同期検波器あるいは周波数弁別器のどちらによっても可
能である。以下、図面を参照しながら、後者の方法によ
る、従来の復調装置の一例について説明する。

第８図は従来の復調装置の回路構成図を示すものであ
る。第８図において、81は入力端子、82は振幅制限器、
83は単安定マルチバルブレータ、84は低域通過フィル
タ、85は復調信号出力端子である。

以上のように構成された従来の復調装置について、以下
その動作について説明する。

入力端子81に入力されたGMSK信号は、振幅制限器82によ
って矩形波に直される。さらに、単安定マルチバルブレ
ータ83によって一定の幅のパルス列に変換される。GMSK
信号は一種のFM信号であるので、この一定幅のパルス列
の疎密は変調信号によって変化する。従って、低域通過
フィルタ84によってこのパルス列を平均化することによ
り、周波数の変化を取り出せる。（例えば、三木，“GM
SK周波数検波の実験的検討",信学技報,CS82-89,1982）発明が解決しようとする問題点しかしながら上記のような構成では、前述のようにマル
チパスによる波形歪が著しく、符号誤り率の劣化が著し
い。特に、信号のS/N比と誤り率の関係を調べてみる
と、S/N比を向上させても誤り率が減少しない領域が存
在する。このような符号誤りは軽減不能誤りなどと呼ば
れている。このような、いわゆる軽減不能誤りのため
に、実際の市街地でのデータ伝送速度は大きく制限を受
け、高速伝送は不可能である。

本発明は上記問題点に鑑み、市街地などのマルチパス伝
送路において、高速デジタル伝送の行なえるデジタル信
号伝送装置の復調装置を提供するものである。

問題点を解決するための手段上記問題点を解決するために、本発明の復調装置は、受
信信号をデータの１タイムスロットに相当する時間だけ
遅延させる第１の遅延器と、第１の遅延器の出力信号と
受信信号の積の成分を生じる第１の乗算器と、第１の遅
延器の出力信号とは90°位相の異なる信号を得る手段
と、この90°位相の異なる信号と受信信号の積の成分を
生じる第２の乗算器と、第１および第２の乗算器の出力
信号中の、第１と第２の周波数の差の周波数成分同士が
打ち消し合い、同時にこれらの両出力信号のタイミング
を調整する遅延手段と、これらの両出力信号を合成する
加算器を備えたものである。

作用本発明は上記した構成によって、１データタイムスロッ
トを第１および第２の周波数に切り換え、差動符号化２
相位相変調されて送られてきた信号を復調する。両周波
数およびデータ伝送速度の間には特定の関係を有し、遅
延器の遅延時間をこれら３者によって決る値に設定され
た遅延検波を行うことにより、両周波数で送られてきた
信号をそれぞれ分離検波し、タイミングを合せて合成し
復調信号を得る。従って、第１あるいは第２の周波数の
波はそれぞれデータ信号タイムスロットに比べて幅の狭
いバースト状の間欠的な波のため、遅延波が存在しても
直接波との重なり部分が少なく、マルチパスによる波形
歪は受けにくい。さらに、２つの周波数を使っているの
で、周波数ダイバーシチの効果がある。また、両周波数
の送信時刻の違いによるタイムダイバーシチ効果も期待
できる。以上のような効果により、マルチパス伝送路に
おいて従来より高速のデジタル伝送が可能になる。

実施例以下本発明の一実施例の復調装置について、図面を参照
しながら説明する。

第１図は本発明の第１の実施例における復調装置の回路
構成図を示すものである。第１図において、１は入力端
子、２および３は平衡変調器、４は１タイムスロット遅
延器、５は90°移相器、６は半タイムスロット遅延器、
９は加算器、10は帯域制限フィルタ、11は復調信号出力
端子である。

以上のように構成された復調装置について、以下第１図
および第２図を用いてその動作を説明する。

第２図は、伝送信号を示したものである。データは、予
め差動符号化されており、２相位相変調（BPSK:Binary
Phase Shift Keying）がかけられる。差動符号化されて
いるので、正確には差動符号化BPSK（DPSK:Differentia
l Phase Shift Keying）の変調がかけられている。ただ
し、伝送信号は第２図伝送信号１に示したように、タイ
ムスロットの前半は周波数f₁で、後半は周波数f₂で伝信
される。そして、伝送情報は、例えば、第２図において
f₁−Ａとf₁−Ｂの間の位相差およびf₂−Ａとf₂−Ｂの間
の位相差に表現されている。ただし、ここで言う位相差
とは０°あるいは180°である。なお、伝送信号は、第
２図伝送信号２に示したように、伝送信号１に比べてさ
らにヂューティ比の小さいものであっても良い。

２つの送信周波数f₁とf₂およびデータ伝送速度f_bとの間
には、ｎを整数として、次式で示す関係があるとする。

f₁−f₂＝（2n−１）×f_b/4 …… Ｔをタイムスロット長とすれば、Ｔ＝1/f_b …… であるが、式の両辺に２πＴをかけて整理すると、次
式のようになる。

２πf₁Ｔ−２πf₂Ｔ＝（2n−１）×π/2 …… 式より、式の関係は、Ｔだけ信号を遅延させると、
f₁の信号とf₂の信号の位相関係は、さらに90°だけ相互
にずれることを示している。

第１図において、入力端子１に次式に示すような信号α
が入力されたとする。

α＝a_ncos ω₁ｔ＋b_ncos ω₂ｔ …… ただし、a_nおよびb_nはデータ列（a_n＝±１、b_n＝±１）
で、ω₁＝２πf₁、ω₂＝２πf₂である。つまり、信号α
は２つの周波数f₁およびf₂の２相位相変調された信号を
示している。今さらに、１タイムスロット遅延器４の遅
延時間T₁に cos（ω₁ｔ＋ω₁T₁）＝cosω₁ｔ …… の関係があるとすれば、１タイムスロット遅延器４を通
過した後の信号βは、式の関係を用いることにより、 β＝a_n-1 cosω₁ｔ±b_n-1sinω₂ｔ …… となる。従って、式、式より、平衡変調器２の出力
信号α・βは次式のようになる。

α・β ＝a_ncosω₁ｔ・a_n-1cosω₁ｔ ±a_ncosω₁ｔ・b_n-1sinω₂ｔ＋b_ncosω₂ｔ・a_n-1cosω₁ｔ ±b_ncosω₂ｔ・b_n-1sinω₂ｔ＝1/2｛a_n a_n・1（１＋cos2ω₁ｔ） ±a_n b_n-1sin（ω₁＋ω₂）ｔ ±a_n b_n-1sin（ω₁−ω₂）ｔ＋b_n a_n-1cos（ω₁＋ω₂）ｔ＋b_n a_n-1cos（ω₁−ω₂）ｔ ±b_n b_n-1sin2ω₂ｔ｝…… ここで、２ω₁、ω₁±ω₂、２ω₂の周波数成分が後述す
る方法によって除かれるとすると、平衡変調器２の出力
信号γは次式のようになる。

γ＝1/2a_n a_n-1 …… データ列a_nが差動符号化されておれば、出力信号γは復
調されたデータ列になる。このように、f₁、f₂、f_bに
式の条件を設け、１タイムスロット遅延器４の遅延時間
T₁に式の関係を持つ遅延検波を行うことにより、周波
数f₁の搬送波に対する変調データ列a_nのみの検波信号を
得ることができる。

周波数f₂の搬送波に対する変調データ列b_nの検波も同様
にして行うことができる。１タイムスロット遅延器４の
出力信号をさらに90°移相することにより、90°移相器
５の出力信号δは、式を用いて次式のようになる。

δ＝b_n-1cosω₂ｔ a_n-1sinω₁ｔ …… ただし、式の右辺第２項の符号が＋の時、90°移相器
５は90°の進相、−の時、90°の遅相であって、式と
式の複号は同順である。従って、式、式より、平
衡変調器３の出力信号α・δは同様にして次式のように
なる。

α・δ ＝1/2｛b_n b_n-1（１＋cos2ω₂ｔ） b_n a_n-1sin（ω₁＋ω₂）ｔ b_n a_n-1sin（ω₁−ω₂）ｔ＋a_n b_n-1cos（ω₁−ω₂）ｔ＋a_n b_n-1sin（ω₁−ω₂）ｔ a_n a_n-1sin2ω₁ｔ｝ …… ここで、２ω₁、ω₁±ω₂、２ω₂の周波数成分が後述
する方法によって除かれるとすると、平衡変調器３の出
力信号εは、 ε＝1/2b_n b_n-1 …… となり、データ列b_nが差動符号化されておれば、周波数
f₂の搬送波に対する変調データ列b_nのみの検波信号を得
ることができる。

本発明の復調装置に対応する伝送信号は、第２図に示し
たように、データのタイムスロットの前半が周波数f
₁で、後半が周波数f₂で同一の差動符号化されたデータ
列を伝送する。従って、半タイムスロット遅延器６で前
者に対応する検波信号を半タイムスロット遅延させ、加
算器９によって合成することにより両周波数によって送
られてきた同一データー列を周波数分離受信し、それぞ
れに対応する検波信号を同一タイミングで合成できる。

平衡変調器２および３に含まれる、２ω₁、ω₁±ω₂、
２ω₂の不要な周波数成分は次のようにして除かれる。

２ω₁、ω₁＋ω₂、２ω₂の成分については、いずれもデ
ータ伝送速度f_bに比べて、充分高い周波数成分であるの
で、帯域制限フィルタ10によって除かれる。ω₁−ω₂の
成分については、f₁とf₂の差がf_bに近いあるいは小さい
場合は、帯域制限フィルタ10によって除くことは困難で
あるが、以下のようにしてその成分を除くことができ
る。

同一のデータ列を伝送しているので、 a_n＝b_n …… であるから、式および式のω₁−ω₂の成分＜α・β
＞および＜α・δ＞はそれぞれ式および式のように
なる。

ただし、式と式は複合同順であるので、式と式
も複号同順、よって式と式の複号は同順である。従
って、式および式より、平衡変調器２および３の出
力信号に含まれるω₁−ω₂の成分は互いに90°位相が異
なる。そこで、半タイムスロット遅延器６のω₁−ω₂の
周波数における位相回転量が90°であれば、加算器９で
合成された時、ω₁−ω₂の周波数成分は相殺され、除か
れることになる。

加算器９によって合成されたそれぞれの検波信号は、帯
域制限フィルタ10によって、データ信号が通過できる程
度まで帯域を制限し、ノイズ成分を除去する。このよう
にして得られた復調信号から、クロック成分を再生し、
復調信号を瞬時識別することによって、データ列が復号
される。

次に、本発明の復調装置がマルチパス歪に対して、優れ
た符号誤り率特性を示す理由を、以下第３図から第５図
を用いて説明する。

復調過程においては、以上に述べたように、搬送波周波
数f₁とf₂は分離検波された後、合成されるので、まず、
f₁の周波数の伝送系についてマルチパス歪の影響を考え
る。また、マルチパスのモデルとしては、代表的な２波
モデルを考える。時間的に先行して来る波を直接波、遅
れてくる波を遅延波と呼ぶことにする。

第３図は、２波マルチパス下において、f₁の周波数の伝
送系の検波信号がどのようになるかを説明した図であ
る。第３図（ａ）は、直接波の位相遷移の一例を示した
ものである。タイムスロットの後半は振幅が零になる。
これに対して、タイムスロットに比べて無視できない、
伝播遅延時間差τだけ遅れて来た遅延波の位相遷移は、
第３図（ｂ）のようになる。前述のように、検波方法は
１タイムスロットの遅延検波であるので、ある時点の検
波出力は、その時の２波の合成位相と、１タイムスロッ
ト前の２波の合成位相とのベクトル内積である。例え
ば、第３図（ｃ）において、Ｂの区間の検波出力は、
Ｂ′の時の２波合成位相とＢの時のそれとのベクトル内
積の値になる。ただし、第１図の半タイムスロット遅延
器６による時間遅れ、および、低域通過フィルタ７によ
る検波信号波形の歪は、説明を簡易にするためここでは
考慮しない。また、２ω₁、ω₁±ω₂、２ω₂の不要な周
波数成分は、前述のように結局は除かれるので、最初か
ら無視する。

第４図は、Ａ′〜Ｅ′およびＡ〜Ｅの各時点における直
接波と遅延波の合成位相を図示したものである。なお、
直接波と遅延波の振幅比をρ、位相差をφとした。第４
図より、第３図（ｃ）のＡ〜Ｅの各時点の検波出力は次
のようになる。

Ａ…… ０Ｂ…… １Ｃ…… １＋ρ²＋２ρcosφ Ｄ…… ρ² Ｅ…… ０ ρおよびφの値により、Ｃの区間においては検波出力が
零になることがあっても、ＢまたはＤの区間においては
絶対に検波出力が零になることはない。このように、マ
ルチパスによるアンパターンの劣化は少ない。

f₂の周波数の系統においても、まったく同様である。た
だし、f₂の周波数における、直接波と遅延波の位相差φ
はf₁の時の位相差φとは無相関であり、一般には異な
る。つまり、Ｃの区間における検波出力の値は、f₁の系
統のそれとは一般には異なる。従って、前述のように第
１図の半タイムスロット遅延器６によって、両検波出力
をタイミングを合せて合成することにより、Ｃの区間に
おいてはダイバーシチ効果が期待できる。正確には、こ
のダイバーシチ効果は周波数ダイバーシチ効果である。

第５図はこのような周波数ダイバーシチ効果の様子を示
した図である。第５図（ａ）および第５図（ｂ）におい
て、検波出力１は周波数f₁の系統の検波出力であり、検
波出力２は周波数f₂の系統の検波出力である。両者は半
タイムスロット遅延器６によりタイミングは一致してい
る。検波出力１および検波出力２を合成することによ
り、第５図（ｃ）の実線で示したような合成波形が得ら
れる。さらに、この合成波形を帯域制限フィルタ10を通
すことにより、第５図（ｃ）の点線で示したような復調
信号出力が得られる。

以上のように、本発明の復調装置は、周波数f₁f₂のそれ
ぞれの波は間欠的であるため、遅延波が存在しても直接
波との重なり部分が少なく、マルチパスによる波形歪は
受けにくい。さらに、２周波数による周波数ダイバーシ
チの効果がある。また、周波数f₁の系統と周波数f₂の系
統は、時間的に半タイムスロットずれており、タイムダ
イバーシチ効果も期待できる。以上のような効果によ
り、マルチパス伝送路において、従来の方式より符号誤
り率特性は著しく改善され、高速のデジタル伝送が可能
になる。

なお、以上の説明においては１タイムスロット遅延器４
による遅延検波によって、まず、f₁の周波数の伝送系が
検波されたが、式の代りに cos（ω₂ｔ＋ω₂T₁）＝cos ω₂ｔ …… 式を満たす遅延時間T₁を有する１タイムスロット遅延
器４を用いれば、f₂の周波数の伝送系が検波される。さ
らに、この信号を90°位相した信号を平衡変調器２に供
給することによって、f₁の周波数の伝送系が検波され
る。従って、この場合は、第１図において、１タイムス
ロット遅延器４の出力信号を平衡変調器３に供給し、90
°移相器５の出力信号を平衡変調器２に供給すれば、全
く同様に動作する。

また、第１図において、90°移相器５は抵抗やコンデン
サなど、場合によっては能動素子を含む回路網で構成し
ても良いが、以下に説明するような遅延線によっても構
成できる。この遅延線の遅延時間をT₂とし、周波数f₁に
対してこの遅延線の位相回転量を90°とすれば２πf₁T₂＝π/2 …… である。一方、f₂の周波数に対する位相回転量は、式
を用いることにより２πf₂T₂ ＝２πf₂T₂−（2n−１）πf_bT₂/2 …… 式を用いると式は２πf₂T₂＝π/2−（2n−１）πf_b/8f₁ …… 通常、f_b＜＜f₁であるから、式の右辺の第２項は無視
でき、式は次式のようになり、２πf₂T₂≒π/2 …… f₂の周波数に対しても、ほぼ90°位相が回転する。

以下本発明の第２の実施例について図面を参照しながら
説明する。

第６図は本発明の第２の実施例を示す復調装置の回路構
成図である。同図において、61は入力端子、62および63
は平衡変調器、66は半タイムスロット遅延器、69は加算
器、610は帯域制限フィルタ、611は復調信号出力端子
で、以上は第１図の構成と同様なものである。第１図の
構成と異なるのは、１タイムスロット遅延器４および90
°移相器５で構成されていた遅延回路を、64および65の
１タイムスロット遅延器によって構成した点である。

１タイムスロット遅延器64の遅延時間は、１タイムスロ
ット遅延器４と同じT₁に選ぶ。これに対して、１タイム
スロット遅延器65の遅延時間は、T₁＋T₂に選ぶことによ
って、平衡変調器62および63に供給される信号は、第１
の実施例とまったく同一となる。移行の動作は第１の実
施例と同様なので省略する。

また、以上の説明においては、第２図に示したように１
タイムスロット内での両周波数の送信回数がそれぞれ１
回づつである伝送信号を用いたが、それぞれ複数回であ
るような伝送信号に対しても以上の実施例と同様にして
復調される。つまり、以上すべての実施例において、半
タイムスロット遅延器６あるいは66の遅延時間が一方の
周波数の１回の送信時間に等しくすることによって、ま
ったく同様に復調できる。

発明の効果以上のように本発明は、受信信号をデータの１タイムス
ロットに相当する時間だけ遅延させる第１の遅延器と、
第１の遅延器の出力信号と受信信号の積の成分を生じる
第１の乗算器と、第１の遅延器の出力信号とは90°位相
の異なる信号を得る手段と、この90°位相の異なる信号
と受信信号の積の成分を生じる第２の乗算器と、第１お
よび第２の乗算器の出力信号中の、第１と第２の周波数
の差の周波数成分同士が打ち消し合い、同時にこれらの
両出力信号のタイミングを調整する遅延手段と、これら
の両出力信号を合成する加算器を設けることにより、マ
ルチパス伝送路において、従来より高速のデジタル伝送
が可能になる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例における復調装置のブロ
ック図、第２図は伝送信号の模式図、第３図から第５図
は本発明の復調装置がマルチパス歪に強いことを説明す
るための信号模式図、第６図は本発明の第２の実施例に
おける復調装置のブロック図、第７図および第８図はそ
れぞれ従来のデジタル信号伝送装置の変調装置および復
調装置のブロック図である。１、61……入力端子、2,3,62,63……平衡変調器、4,64,
65……１タイムスロット遅延器、５……90°移相器、6,
66……半タイムスロット遅延器、9,69……加算器、10,6
10……帯域制限フィルタ、11,611……復調信号出力端
子。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】第１および第２の周波数の信号を同一のデ
ータ信号で差動符号化２相位相変調し、データの１タイ
ムスロット内で両被変調信号を切り換え伝送する系にお
いて、前記第１および第２の周波数の差がデータ伝送速
度の４分の１の奇数倍であり、受信信号をデータの１タ
イムスロットに相当する時間だけ遅延させる第１の遅延
器と、この第１の遅延器の出力信号と受信信号の積の成
分を生じる第１の乗算器と、前記第１の遅延器の出力信
号とは90°位相の異なる信号を得る手段と、この90°位
相の異なる信号と受信信号の積の成分を生じる第２の乗
算器と、前記第１および第２の乗算器の出力信号中の、
前記第１と第２の周波数の差の周波数成分同士が打ち消
し合い、同時にこれらの両出力信号のタイミングを調整
する遅延手段と、これらの両出力信号を合成する加算器
を具備し、前記第１および第２の周波数で伝送されてき
た信号をそれぞれ分離検波し、合成することによって復
調信号を得ることを特徴とする復調装置。
【請求項２】90°位相の異なる信号を得る手段は、第１
の遅延器の出力に接続された90°移相器で構成されてい
ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の復調装
置。
【請求項３】90°位相の異なる信号を得る手段は、第１
の遅延器の出力に接続された第２の遅延器で構成されて
いることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の復調
装置。
【請求項４】90°位相の異なる信号を得る手段は、第３
の遅延器によって、受信信号を遅延させることによって
直接得ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
復調装置。