JPS62152233A - デジタル信号伝送方法 - Google Patents
デジタル信号伝送方法Info
- Publication number
- JPS62152233A JPS62152233A JP29375085A JP29375085A JPS62152233A JP S62152233 A JPS62152233 A JP S62152233A JP 29375085 A JP29375085 A JP 29375085A JP 29375085 A JP29375085 A JP 29375085A JP S62152233 A JPS62152233 A JP S62152233A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- half part
- time slot
- phase
- digital signal
- transmission method
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、市街地などにおける無線伝送のようなマルチ
パス伝送路において、デジタル信号を伝送するデジタル
信号伝送方法に関するものである。
パス伝送路において、デジタル信号を伝送するデジタル
信号伝送方法に関するものである。
従来の技術
近年、移動通信の分野でも、秘話性の向上や通信の高度
化、あるいは周辺の通信網との整合性からデジタル化が
進みつつある。しかし、そのような需要が最も集中する
と考えられる市街地では、ビルなどの建造物による反射
や回折などによるマルチパスによって、通信品質が著し
く劣化する。
化、あるいは周辺の通信網との整合性からデジタル化が
進みつつある。しかし、そのような需要が最も集中する
と考えられる市街地では、ビルなどの建造物による反射
や回折などによるマルチパスによって、通信品質が著し
く劣化する。
デジタル伝送の場合、マルチパスを構成するそれぞれの
波の伝播遅延時間差がデータタイムスロットに対して無
視できなくなると、波形歪や同期系の追従不良によって
、符号誤り率特性が著しく劣化する。
波の伝播遅延時間差がデータタイムスロットに対して無
視できなくなると、波形歪や同期系の追従不良によって
、符号誤り率特性が著しく劣化する。
以下、図面を参照しながら、上述した従来のデジタル信
号伝送方法の一例について説明する。
号伝送方法の一例について説明する。
第８図は従来のデジタル信号伝送方法の伝送信号の位相
遷移を示すものである。Ｔはデータの１タイムスロツト
を示している。データが１の時、位相が１８０６遷移し
、データが０の時は位相遷移を起さない。この信号様式
は差動符号化２相位相変調と呼ばれる。
遷移を示すものである。Ｔはデータの１タイムスロツト
を示している。データが１の時、位相が１８０６遷移し
、データが０の時は位相遷移を起さない。この信号様式
は差動符号化２相位相変調と呼ばれる。
このような伝送信号を検波するには、例えば１タイムス
ロツトの遅延線を有する遅延検波で行うことができる。
ロツトの遅延線を有する遅延検波で行うことができる。
今、マルチパスの代表的な例として、タイムスロットに
比べて無視できない伝播遅延時間差τを持つ２波のマル
チパス下において、検波出力信号がどのようになるかを
考えてみる。
比べて無視できない伝播遅延時間差τを持つ２波のマル
チパス下において、検波出力信号がどのようになるかを
考えてみる。
なお、時間的に先行して来る波を直接波、遅れて来る波
を遅延波と呼ぶことにする。
を遅延波と呼ぶことにする。
第９図は、２波マルチパルス下において、第８図に示し
たような伝送信号が遅延検波された時、検波出力信号が
どのようになるかを説明した図である。第９図（ａｌは
、直接波の位相遷移を示したものである。これに対して
、伝播遅延時間差τだけ遅れて来た遅延波の位相遷移は
、第９図（ｂ）のようになる。ある時点の検波出力、そ
の時の２波の合成位相と、１タイムスロツト前の２波の
合成位相とのベクトル内積である。例えば、第６図（Ｃ
）において、Ｂの区間の検波出力は、Ｂ゛の時の２波合
成位相とＢの時のそれとのベクトル内積の値になる。
たような伝送信号が遅延検波された時、検波出力信号が
どのようになるかを説明した図である。第９図（ａｌは
、直接波の位相遷移を示したものである。これに対して
、伝播遅延時間差τだけ遅れて来た遅延波の位相遷移は
、第９図（ｂ）のようになる。ある時点の検波出力、そ
の時の２波の合成位相と、１タイムスロツト前の２波の
合成位相とのベクトル内積である。例えば、第６図（Ｃ
）において、Ｂの区間の検波出力は、Ｂ゛の時の２波合
成位相とＢの時のそれとのベクトル内積の値になる。
第１０図はＡ−Ｃの各時点における検波出力を求めるた
め、直接波と遅延波の合成位相を図示したものである。
め、直接波と遅延波の合成位相を図示したものである。
なお、直接波と遅延波の振幅比をρ、位相差をαとした
。第１０図より、第９図（Ｃ）のＡ〜Ｃの各時点の検波
出力は次のようになる。
。第１０図より、第９図（Ｃ）のＡ〜Ｃの各時点の検波
出力は次のようになる。
Ａ・・・・・・ 不定
Ｂ−…１ ＋ ｐ” ＋ ２ｐｃｏｓ ａＣ・・・・・
・ 不定 区間ＡおよびＣでは、それぞれ前および後のタイムスロ
ットのデータ値によって不定になる。遅延検波後、通常
、不要な雑音成分を除去するため低域通過フィルタが入
るので、最終的な検波出力信号波形は、第９図（Ｃ１の
実線の波形にフィルタがかかり、第９図（Ｃ）の点線で
示したような波形になり、アイパターンの一部を構成す
る。ところで、ρが１に近く、αが１８０°近辺の場合
、有効な検波出力であるＢの区間の検波出力は、はぼ零
になる。
・ 不定 区間ＡおよびＣでは、それぞれ前および後のタイムスロ
ットのデータ値によって不定になる。遅延検波後、通常
、不要な雑音成分を除去するため低域通過フィルタが入
るので、最終的な検波出力信号波形は、第９図（Ｃ１の
実線の波形にフィルタがかかり、第９図（Ｃ）の点線で
示したような波形になり、アイパターンの一部を構成す
る。ところで、ρが１に近く、αが１８０°近辺の場合
、有効な検波出力であるＢの区間の検波出力は、はぼ零
になる。
従って、アイは閉じ、符号誤り率特性は劣化する。
また、この時、区間ＡおよびＣの無効な検波出力が、区
間Ｂの有効な検波出力よりはるかに大きいため、アイが
時間軸方向に大きく揺らぎ、再生クロックが追従できず
、符号誤り率はさらに著しく劣化する。（例えば、尾上
他、“伝播遅延時間差を有するレイリーフェー°ジング
における符号誤り率特性”、信学技報、Ｃ５８ｌ−１６
８，１９８２、あるいは、高井他、“多重波伝搬による
瞬時符号誤りとビット同期系に基づく誤り発生機構の分
析“、信学技報、Ｃ３８３−１５８，１９８４） 発明が解決しようとする問題点 しかしながら上記のような方法では、前述のよかにマル
チパスによる波形歪が著しく、符号誤り率の劣化が著し
い。特に、信号のＳ／Ｎ比と誤り率の関係を調べてみる
と、Ｓ／Ｎ比を向上させても誤り率が減少しない領域が
存在する。このような符号誤りは軽減不能誤りなどと呼
ばれている。
間Ｂの有効な検波出力よりはるかに大きいため、アイが
時間軸方向に大きく揺らぎ、再生クロックが追従できず
、符号誤り率はさらに著しく劣化する。（例えば、尾上
他、“伝播遅延時間差を有するレイリーフェー°ジング
における符号誤り率特性”、信学技報、Ｃ５８ｌ−１６
８，１９８２、あるいは、高井他、“多重波伝搬による
瞬時符号誤りとビット同期系に基づく誤り発生機構の分
析“、信学技報、Ｃ３８３−１５８，１９８４） 発明が解決しようとする問題点 しかしながら上記のような方法では、前述のよかにマル
チパスによる波形歪が著しく、符号誤り率の劣化が著し
い。特に、信号のＳ／Ｎ比と誤り率の関係を調べてみる
と、Ｓ／Ｎ比を向上させても誤り率が減少しない領域が
存在する。このような符号誤りは軽減不能誤りなどと呼
ばれている。
このような、いわゆる軽減不能誤りのために、実際の市
街地でのデータ伝送速度は大きく制限を受け、高速伝送
は不可能である。
街地でのデータ伝送速度は大きく制限を受け、高速伝送
は不可能である。
本発明は上記問題点に濯み、市街地などのマルチパス伝
送路において、高速デジタル伝送の行なえるデジタル信
号伝送方法を堤供するものである。
送路において、高速デジタル伝送の行なえるデジタル信
号伝送方法を堤供するものである。
問題点を解決するための手段
上記問題点を解決するために、本発明のデジタル信号伝
送方法は、データの１タイムスロフトを所定の比率で前
半部分と後半部分に分け、前半部分と後半部分の間に、
隣合うタイムスロットで交互に進相方向あるいは遅相方
向に所定の角度の位相遷移を有し、所定の偶数タイムス
ロットだけ後とのそれぞれ前半部分および後半部分どう
しの間の位を目差に伝送される情報がある信号を伝送信
号として用いるものである。
送方法は、データの１タイムスロフトを所定の比率で前
半部分と後半部分に分け、前半部分と後半部分の間に、
隣合うタイムスロットで交互に進相方向あるいは遅相方
向に所定の角度の位相遷移を有し、所定の偶数タイムス
ロットだけ後とのそれぞれ前半部分および後半部分どう
しの間の位を目差に伝送される情報がある信号を伝送信
号として用いるものである。
作用
本発明は上記したような伝送信号を用いることにより、
遅延検波を行った時、２種類の有効な検波出力を得るこ
とができる。そして、これらの出力を合成することによ
る１種のダイバーシチ効果により、マルチパス下におけ
る符号誤り率はＶしく改善される。以上のような効果に
より、マルチパス伝送路において従来より高速のデジタ
ル伝送が可能になる。
遅延検波を行った時、２種類の有効な検波出力を得るこ
とができる。そして、これらの出力を合成することによ
る１種のダイバーシチ効果により、マルチパス下におけ
る符号誤り率はＶしく改善される。以上のような効果に
より、マルチパス伝送路において従来より高速のデジタ
ル伝送が可能になる。
実施例
以下本発明の一実施例のデジタル信号伝送方法について
、図面を参照しながら説明する。
、図面を参照しながら説明する。
第１図は本発明のデジタル信号伝送方法の伝送信号の位
相遷移を示すものである。以下、第１図を用いて本発明
のデジタル信号伝送方法の伝送信号について説明する。
相遷移を示すものである。以下、第１図を用いて本発明
のデジタル信号伝送方法の伝送信号について説明する。
第１図に示したように、データの１タイムスロツトは前
半部分と後半部分に分れる。ｌタイムスロットの時間を
Ｔ、前半部分の時間Ｔ３、後半部分の時間をＴ２として
示した。そして、前半部分と後半部分の間には、必ずφ
で示したような位相遷移がある。この位相遷移φの遷移
量は、すべてのタイムスロットで一定であるが、遷移方
向は、隣合うタイムスロットで必ず異なる。つまり、第
１図において、位相軸の正は進相であっても遅相であっ
ても構わないが、偶数番目のタイムスロットにおける位
相遷移φの遷移方向と、奇数番目の位相遷移φの遷移方
向とは異なる。なお、Ｔ１およびＴ２の比率およびφは
任意にとって良い。勿論Ｔ、、’ｒｚが等しくても良い
。
半部分と後半部分に分れる。ｌタイムスロットの時間を
Ｔ、前半部分の時間Ｔ３、後半部分の時間をＴ２として
示した。そして、前半部分と後半部分の間には、必ずφ
で示したような位相遷移がある。この位相遷移φの遷移
量は、すべてのタイムスロットで一定であるが、遷移方
向は、隣合うタイムスロットで必ず異なる。つまり、第
１図において、位相軸の正は進相であっても遅相であっ
ても構わないが、偶数番目のタイムスロットにおける位
相遷移φの遷移方向と、奇数番目の位相遷移φの遷移方
向とは異なる。なお、Ｔ１およびＴ２の比率およびφは
任意にとって良い。勿論Ｔ、、’ｒｚが等しくても良い
。
あるタイムスロットの前半部分とその２ｎタイムスロツ
トだけ後の前半部分との位相差、および、同（ｐに後半
部分どうしの位相差は等しいが、この移相量を、第１図
においてはθ１、θ２で示した。
トだけ後の前半部分との位相差、および、同（ｐに後半
部分どうしの位相差は等しいが、この移相量を、第１図
においてはθ１、θ２で示した。
このようなタイムスロット間の位相遷移θの値によって
デジタル情報が伝送される。例えば、θのとりうる値と
して０６および１８０°を用いれば、それぞれに対応し
てＯと１を割り当てることにより、１ビツトの情報が伝
送される。また、θとして０°、９０６．１８０６．２
７０６を用いれば、２ビツトの情報が伝送される。さら
に、θの値としては、Ｏ’、４５’、９０”・・・・・
・の８相、同様に０６．２２．５°、４５°、６７．５
°・・・・・・の１Ｇ相などの２のべき乗の多相のもの
や、さらに２のべき乗でない多相のもの、および、θの
とりうる値の間隔が一定でないものでも良く、θの値は
、その値と伝送される情報が対応しておれば、任意の値
で良い。なお、ｎの値は自然数であれば、任意で良い。
デジタル情報が伝送される。例えば、θのとりうる値と
して０６および１８０°を用いれば、それぞれに対応し
てＯと１を割り当てることにより、１ビツトの情報が伝
送される。また、θとして０°、９０６．１８０６．２
７０６を用いれば、２ビツトの情報が伝送される。さら
に、θの値としては、Ｏ’、４５’、９０”・・・・・
・の８相、同様に０６．２２．５°、４５°、６７．５
°・・・・・・の１Ｇ相などの２のべき乗の多相のもの
や、さらに２のべき乗でない多相のもの、および、θの
とりうる値の間隔が一定でないものでも良く、θの値は
、その値と伝送される情報が対応しておれば、任意の値
で良い。なお、ｎの値は自然数であれば、任意で良い。
以上のように、本発明のデジタル信号伝送方法の伝送信
号の位相遷移は、Ｔ＋ 、Ｔ２ 、φ、θ、ｎの値によ
り、様々なものがあるが、以下、第２図から第４図に例
を示す。
号の位相遷移は、Ｔ＋ 、Ｔ２ 、φ、θ、ｎの値によ
り、様々なものがあるが、以下、第２図から第４図に例
を示す。
第２図は、ｎ＝１、φ＝９０°の時、θ＝θ°、１８０
°に対応して、１タイムスロフトについて１ビツトの
データを伝送する伝送信号の位相遷移の例を示している
。
°に対応して、１タイムスロフトについて１ビツトの
データを伝送する伝送信号の位相遷移の例を示している
。
第３図は、第２図の場合と同様にｎ＝１、φ＝９０°の
時、θ＝０°、１８０ ’に対応して、ｌタイムスロッ
トについて１ビツトのデータを伝送する伝送信号の位相
遷移の例を示している。本発明のデジタル信号伝送方法
の伝送信号においては、隣合うタイムスロットの前半部
分および後半部分どうしの位相差、正確には初期位相差
は、自由に選ぶことができる。第３図の場合の初期位相
差は、第２図の場合の初期位相差より、４５°あるいは
１３５゜ずれている。
時、θ＝０°、１８０ ’に対応して、ｌタイムスロッ
トについて１ビツトのデータを伝送する伝送信号の位相
遷移の例を示している。本発明のデジタル信号伝送方法
の伝送信号においては、隣合うタイムスロットの前半部
分および後半部分どうしの位相差、正確には初期位相差
は、自由に選ぶことができる。第３図の場合の初期位相
差は、第２図の場合の初期位相差より、４５°あるいは
１３５゜ずれている。
第４図は、ｎ＝１、φ＝９０°の時、θ＝０°、９０°
、１８０°、２７０°に対応して、それぞれ、（０，Ｏ
）、（１，Ｏ）、（１，１）、（０，１）のように１タ
イムスロツトについて２ビツトのデータを伝送する伝送
信号の位相遷移の例を示している。
、１８０°、２７０°に対応して、それぞれ、（０，Ｏ
）、（１，Ｏ）、（１，１）、（０，１）のように１タ
イムスロツトについて２ビツトのデータを伝送する伝送
信号の位相遷移の例を示している。
次に、本発明のデジタル信号伝送方法がマルチパス歪に
対して強い理由を例を用いて説明する。
対して強い理由を例を用いて説明する。
以下の説明においては、本発明のデジタル信号伝送方法
の伝送信号の位相遷移の一例として、ｎ＝１、φ＝９０
°、θ＝０６．１８０°つまり第２図の伝送信号を用い
て説明する。また、マルチパスのモデルとしては、代表
的な２波モデルを考える。
の伝送信号の位相遷移の一例として、ｎ＝１、φ＝９０
°、θ＝０６．１８０°つまり第２図の伝送信号を用い
て説明する。また、マルチパスのモデルとしては、代表
的な２波モデルを考える。
時間的に先行して来る波を直接波、遅れて来る波を遅延
波と呼ぶことにする。
波と呼ぶことにする。
本発明のデジタル信号伝送方法は、一種の差動符号化位
相変調であるので、２ｎタイムスロツトの遅延線を用い
た遅延検波によって検波される。
相変調であるので、２ｎタイムスロツトの遅延線を用い
た遅延検波によって検波される。
第２図に示した伝送信号の例では、２タイムスロツトの
遅延線を用いた遅延検波によって検波される。検波回路
の構成の一例を第５図に示した。ただし、第５図におい
て、ｌは入力端子、２は乗算器、３は２タイムスロツト
遅延器、４は低域通過フィルタ、５は検波出力端子であ
る。
遅延線を用いた遅延検波によって検波される。検波回路
の構成の一例を第５図に示した。ただし、第５図におい
て、ｌは入力端子、２は乗算器、３は２タイムスロツト
遅延器、４は低域通過フィルタ、５は検波出力端子であ
る。
第６図は、２波マルチパス下において、第２図の伝送信
号が第５図の検波回路で検波された時の検波出力信号が
どのようになるかを説明した図である。第６図（ａｌは
、直接波の位相遷移を示したものである。これに対して
、タイムスロットに比べて無視できない、伝播遅延時間
差でだけ遅れて来た遅延波の位相遷移は、第６図（ｂｌ
のようになる。
号が第５図の検波回路で検波された時の検波出力信号が
どのようになるかを説明した図である。第６図（ａｌは
、直接波の位相遷移を示したものである。これに対して
、タイムスロットに比べて無視できない、伝播遅延時間
差でだけ遅れて来た遅延波の位相遷移は、第６図（ｂｌ
のようになる。
ある時点の検波出力は、その時の２波の合成位相と、２
タイムスロツト前の２波の合成位相とのベクトル内積で
ある。例えば、第６図（Ｃ１において、Ｂの区間の検波
出力は、Ｂ′の時の２波合成位相とＢの時のそれとのベ
クトル内積の値になる。
タイムスロツト前の２波の合成位相とのベクトル内積で
ある。例えば、第６図（Ｃ１において、Ｂの区間の検波
出力は、Ｂ′の時の２波合成位相とＢの時のそれとのベ
クトル内積の値になる。
第７図は、Ａ−Ｈの各時点における検波出力を求めるた
め、直接波と遅延波の合成位相を図示したものである。
め、直接波と遅延波の合成位相を図示したものである。
なお、直接波と遅延波の振幅比をρ、位相差をαとした
。また、第６図（ａ）および第６図（ｂｌの位相軸は、
正が進相であっても、遅相であっても良いが、進相方向
とした。第７図より、低域通過フィルタ４による波形の
変形がない、あるいは、遮断周波数がデータ伝送速度に
比べて充分高い場合、第６図ｔｃ＞のＡ−Ｅの各時点の
復調出力は次のようになる。
。また、第６図（ａ）および第６図（ｂｌの位相軸は、
正が進相であっても、遅相であっても良いが、進相方向
とした。第７図より、低域通過フィルタ４による波形の
変形がない、あるいは、遮断周波数がデータ伝送速度に
比べて充分高い場合、第６図ｔｃ＞のＡ−Ｅの各時点の
復調出力は次のようになる。
Ａ・・・・・・ 不定
Ｂφ・・・・−１＋ρ２＋２ρｃｏｓ α ・・−
・・・■Ｃ・・・・・・ １＋ρ２＋２ρｃｏｓ （
α−９０）・・・■Ｄ・・・・・・ ｌ＋ρ２＋２ρｃ
ｏｓ α ・・・・・・■Ｅ・・・・・・ 不定 区間ＡおよびＥでは、それぞれ前および後のタイムスロ
ットのデータ値によって不定になる。ρおよびαの値に
より、Ｂ、ＤおよびＣの区間のいずれかの検波信号が零
になっても、他方は零になることはない。実際には、低
域通過フィルタ４の遮断周波数は符号量干渉が生じない
程度に低く選ばれる。従って、低域通過フィルタ４の通
過した後の検波出力信号は、第６図（Ｃ）の実線の波形
にフィルタがかかり、第６図（Ｃ）の点線に示したよう
にアイパターンの一部を形成する。前述のように、区間
ＢおよびＤと区間Ｃの相補的の検波出力を生じるので、
アイが閉じることはない。また、これらの有効な検波出
力の少なくとも一方は、区間ＡまたはＥの無効な検波出
力に比べて小さくなることはないので、アイの時間軸方
向の揺らぎは軽減され、再生クロックの追従不良による
符号誤り率の劣化も少ない。
・・・■Ｃ・・・・・・ １＋ρ２＋２ρｃｏｓ （
α−９０）・・・■Ｄ・・・・・・ ｌ＋ρ２＋２ρｃ
ｏｓ α ・・・・・・■Ｅ・・・・・・ 不定 区間ＡおよびＥでは、それぞれ前および後のタイムスロ
ットのデータ値によって不定になる。ρおよびαの値に
より、Ｂ、ＤおよびＣの区間のいずれかの検波信号が零
になっても、他方は零になることはない。実際には、低
域通過フィルタ４の遮断周波数は符号量干渉が生じない
程度に低く選ばれる。従って、低域通過フィルタ４の通
過した後の検波出力信号は、第６図（Ｃ）の実線の波形
にフィルタがかかり、第６図（Ｃ）の点線に示したよう
にアイパターンの一部を形成する。前述のように、区間
ＢおよびＤと区間Ｃの相補的の検波出力を生じるので、
アイが閉じることはない。また、これらの有効な検波出
力の少なくとも一方は、区間ＡまたはＥの無効な検波出
力に比べて小さくなることはないので、アイの時間軸方
向の揺らぎは軽減され、再生クロックの追従不良による
符号誤り率の劣化も少ない。
以上のように、本発明のデジタル信号伝送方法は、区間
ＢおよびＤと区間Ｃの互いに異なった検波出力を合成す
ることによる、一種のダイバーシチ効果により、マルチ
パスによる波形歪は受けにくい。このようにして、マル
チパス伝送路において、従来の方法より符号誤り率特性
は著しく改善され、高速のデジタル伝送が可能になる。
ＢおよびＤと区間Ｃの互いに異なった検波出力を合成す
ることによる、一種のダイバーシチ効果により、マルチ
パスによる波形歪は受けにくい。このようにして、マル
チパス伝送路において、従来の方法より符号誤り率特性
は著しく改善され、高速のデジタル伝送が可能になる。
なお、この説明においては、第２図のように、ｎ−１、
φ＝９０°、θ＝０°、１８０°の時の伝送信号を例に
して説明したが、他の値の伝送信号においてもまったく
同様な原理によって符号誤り率特性は著しく改善される
。例えば、ｎが１以外であれば、第５図の２タイムスロ
ツト遅延器３の遅延時間を２ｎタイムスロツトにすれば
、以上の発明はまったく同様である。φが９０°でない
時は、０式、０式、０式に相当する式はそれぞれＢ・・
・・・・ １＋ρ２＋２ρｃｏｓα ・・・・・・
■Ｃ・・・・・・ １ ＋ρ２ ＋２ρｃｏｓ （
α±φ）・・・■Ｄ −−−−−−１＋ρ２ ＋２ρｃ
ｏｓ α 嘲・・・・・■となって、やはり、
区間ＢおよびＤと区間Ｃは互いに異なった検波出力を持
ち、両者を合成することによる一種のダイハーシチ効果
により、マルチパスによる波形歪は受けに＜＜、符号誤
り率特性は著しく改善される。なお、０式の復号は、位
相遷移φが遅相の時十、進相の時−である。θが４相、
８相など多相の場合は、第５図の１タイムスロツト遅延
器３の出力にさらに９０°移相器を接続し、この出力信
号を参照信号として直交軸についても遅延検波を行う必
要がある。しかし、検波回路の構成は複雑になるが、そ
れぞれの検波軸の検波出力は以上の説明とまったく同様
、やはり、２種の有効な検波出力を持ち、両者を合成す
ることによる一種のダイハーシチ効果により、符号誤り
率特性は著しく改善される。Ｔ１とＴ２の比率に関して
も、区間Ｂ、Ｃ，Ｄの長さが変化するが、そのこと以外
は以上の説明とまったく同様である。
φ＝９０°、θ＝０°、１８０°の時の伝送信号を例に
して説明したが、他の値の伝送信号においてもまったく
同様な原理によって符号誤り率特性は著しく改善される
。例えば、ｎが１以外であれば、第５図の２タイムスロ
ツト遅延器３の遅延時間を２ｎタイムスロツトにすれば
、以上の発明はまったく同様である。φが９０°でない
時は、０式、０式、０式に相当する式はそれぞれＢ・・
・・・・ １＋ρ２＋２ρｃｏｓα ・・・・・・
■Ｃ・・・・・・ １ ＋ρ２ ＋２ρｃｏｓ （
α±φ）・・・■Ｄ −−−−−−１＋ρ２ ＋２ρｃ
ｏｓ α 嘲・・・・・■となって、やはり、
区間ＢおよびＤと区間Ｃは互いに異なった検波出力を持
ち、両者を合成することによる一種のダイハーシチ効果
により、マルチパスによる波形歪は受けに＜＜、符号誤
り率特性は著しく改善される。なお、０式の復号は、位
相遷移φが遅相の時十、進相の時−である。θが４相、
８相など多相の場合は、第５図の１タイムスロツト遅延
器３の出力にさらに９０°移相器を接続し、この出力信
号を参照信号として直交軸についても遅延検波を行う必
要がある。しかし、検波回路の構成は複雑になるが、そ
れぞれの検波軸の検波出力は以上の説明とまったく同様
、やはり、２種の有効な検波出力を持ち、両者を合成す
ることによる一種のダイハーシチ効果により、符号誤り
率特性は著しく改善される。Ｔ１とＴ２の比率に関して
も、区間Ｂ、Ｃ，Ｄの長さが変化するが、そのこと以外
は以上の説明とまったく同様である。
つまり、第１図に示したような位相遷移をする伝送信号
を用いる本発明のデジタル信号伝送方法は、Ｔ、、Ｔ２
、φ、θ、ｎの各位の違いにかかわらずすべて、互いに
異なった２種の有効な検波出力を合成することによる、
一種のダイハーシチ効果により、マルチパス伝送路にお
いて、従来の方法より符号誤り率特性は著しく改善され
、高速のデジタル伝送が可能になる。
を用いる本発明のデジタル信号伝送方法は、Ｔ、、Ｔ２
、φ、θ、ｎの各位の違いにかかわらずすべて、互いに
異なった２種の有効な検波出力を合成することによる、
一種のダイハーシチ効果により、マルチパス伝送路にお
いて、従来の方法より符号誤り率特性は著しく改善され
、高速のデジタル伝送が可能になる。
発明の効果
以上のように本発明は、データの１タイムスロ７トを所
定の比率で前半部分と後半部分に分け、前半部分と後半
部分の間に、隣合うタイムスロットで交互に進相方向あ
るいは遅相方向に所定の角度の位相遷移を有し、所定の
偶数タイムスロットだけ後とのそれぞれ前半部分および
後半部分どうしの間の位相差に伝送される情報がある信
号を伝送信号として用いることにより、マルチパス伝送
路において、従来より高速のデジタル伝送が可能になる
。
定の比率で前半部分と後半部分に分け、前半部分と後半
部分の間に、隣合うタイムスロットで交互に進相方向あ
るいは遅相方向に所定の角度の位相遷移を有し、所定の
偶数タイムスロットだけ後とのそれぞれ前半部分および
後半部分どうしの間の位相差に伝送される情報がある信
号を伝送信号として用いることにより、マルチパス伝送
路において、従来より高速のデジタル伝送が可能になる
。
第１図は本発明のデジタル信号伝送方法の伝送信号の位
相遷移図、第２図から第４図はその伝送信号の一例の位
相遷移図、第５図は第４図に示した伝送信号に対応する
検波回路の一例の構成図、第６図と第７図は本発明のデ
ジタル信号伝送方法がマルチパス歪に強いことを説明す
る、検波出カイ３号の波形図およびマルチパス波の合成
位相を示すベクトル図、第８図は従来のデジタル信号伝
送方法の伝送信号の位相遷移図、第９図および第１０図
は従来のデジタル信号伝送方法がマルチパス歪に弱いこ
とを説明する検波出力信号の波形図およびマルチパス波
の合成位相を示すベクトル図である。 ｌ・・・・・・入力端子、２・・・・・・乗算器、３・
・・・・・２タイムスロツト遅延器、４・・・・・・低
域通過フィルタ、５・・・・・・検波出力端子。 代理人の氏名 弁理士 中尾敏男 はか１名召； 第２図 、３６０’−−−−−−−一一一一−−−ｍ４３図 ８６０″−一−−−−−−−−−−−−−−−−−一−
第４図 １−Ｔ−＋ ｌ ｉ ｌ ｌ
１第５図 第７図 Ｃ′ 、・易・ ゛・、１８０・ 第８図 ６ データ列−−−−−１００−−−−− Ｈ丁−一 ： Ｉ □
相遷移図、第２図から第４図はその伝送信号の一例の位
相遷移図、第５図は第４図に示した伝送信号に対応する
検波回路の一例の構成図、第６図と第７図は本発明のデ
ジタル信号伝送方法がマルチパス歪に強いことを説明す
る、検波出カイ３号の波形図およびマルチパス波の合成
位相を示すベクトル図、第８図は従来のデジタル信号伝
送方法の伝送信号の位相遷移図、第９図および第１０図
は従来のデジタル信号伝送方法がマルチパス歪に弱いこ
とを説明する検波出力信号の波形図およびマルチパス波
の合成位相を示すベクトル図である。 ｌ・・・・・・入力端子、２・・・・・・乗算器、３・
・・・・・２タイムスロツト遅延器、４・・・・・・低
域通過フィルタ、５・・・・・・検波出力端子。 代理人の氏名 弁理士 中尾敏男 はか１名召； 第２図 、３６０’−−−−−−−一一一一−−−ｍ４３図 ８６０″−一−−−−−−−−−−−−−−−−−一−
第４図 １−Ｔ−＋ ｌ ｉ ｌ ｌ
１第５図 第７図 Ｃ′ 、・易・ ゛・、１８０・ 第８図 ６ データ列−−−−−１００−−−−− Ｈ丁−一 ： Ｉ □
Claims (7)
- （１）デジタルデータを伝送する伝送装置において、デ
ータの１タイムスロットを所定の比率で前半部分と後半
部分に分け、前半部分と後半部分の間に、隣合うタイム
スロットで交互に進相方向あるいは遅相方向に所定の角
度の位相遷移を有し、所定の偶数タイムスロットだけ後
とのそれぞれ前半部分および後半部分どうしの間の位相
差に伝送される情報がある伝送信号を用いることを特徴
とするデジタル信号伝送方法。 - （２）所定の比率は、１対１であることを特徴とする特
許請求の範囲第（１）項記載のデジタル信号伝送方法。 - （３）所定の比率は、前半部分と後半部分が異なること
を特徴とする特許請求の範囲第（１）項記載のデジタル
信号伝送方法。 - （４）位相差は０°および１８０°であることを特徴と
する特許請求の範囲第（１）項から第（３）項のいずれ
かに記載のデジタル信号伝送方法。 - （５）位相差は０°、９０°、１８０°、２７０°であ
ることを特徴とする特許請求の範囲第（１）項から第（
３）項のいずれかに記載のデジタル信号伝送方法。 - （６）位相差は３６０°を８分割した角度のいずれかで
あることを特徴とする特許請求の範囲第（１）項から第
（３）項のいずれかに記載のデジタル信号伝送方法。 - （７）位相差は３６０°を１６分割した角度のいずれか
であることを特徴とする特許請求の範囲第（１）項から
第（３）項のいずれかに記載のデジタル信号伝送方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60293750A JPH0740688B2 (ja) | 1985-12-26 | 1985-12-26 | デジタル信号伝送方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60293750A JPH0740688B2 (ja) | 1985-12-26 | 1985-12-26 | デジタル信号伝送方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62152233A true JPS62152233A (ja) | 1987-07-07 |
| JPH0740688B2 JPH0740688B2 (ja) | 1995-05-01 |
Family
ID=17798748
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60293750A Expired - Lifetime JPH0740688B2 (ja) | 1985-12-26 | 1985-12-26 | デジタル信号伝送方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0740688B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2007072822A1 (ja) * | 2005-12-20 | 2007-06-28 | Sharp Kabushiki Kaisha | 送信機 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61261946A (ja) * | 1985-05-15 | 1986-11-20 | Fumio Ikegami | デイジタル通信方式 |
-
1985
- 1985-12-26 JP JP60293750A patent/JPH0740688B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61261946A (ja) * | 1985-05-15 | 1986-11-20 | Fumio Ikegami | デイジタル通信方式 |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2007072822A1 (ja) * | 2005-12-20 | 2007-06-28 | Sharp Kabushiki Kaisha | 送信機 |
| EA012005B1 (ru) * | 2005-12-20 | 2009-06-30 | Шарп Кабусики Кайся | Передатчик для системы связи |
| US8099063B2 (en) | 2005-12-20 | 2012-01-17 | Sharp Kabushiki Kaisha | Transmitter for communications system |
| US8116696B2 (en) | 2005-12-20 | 2012-02-14 | Sharp Kabushiki Kaisha | Transmitter for communications system |
| US8224263B2 (en) | 2005-12-20 | 2012-07-17 | Sharp Kabushiki Kaisha | Transmitter for communications system |
| US8320849B2 (en) | 2005-12-20 | 2012-11-27 | Sharp Kabushiki Kaisha | Transmitter for communications system |
| EA018303B1 (ru) * | 2005-12-20 | 2013-07-30 | Шарп Кабусики Кайся | Способ управления передачей, передатчик, устройство обработки сигнала и базовая станция для системы связи |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0740688B2 (ja) | 1995-05-01 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |