JPS61136332A - 送信ダイバ−シテイ通信方式 - Google Patents
送信ダイバ−シテイ通信方式Info
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- JPS61136332A JPS61136332A JP59257464A JP25746484A JPS61136332A JP S61136332 A JPS61136332 A JP S61136332A JP 59257464 A JP59257464 A JP 59257464A JP 25746484 A JP25746484 A JP 25746484A JP S61136332 A JPS61136332 A JP S61136332A
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- JP
- Japan
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- output
- signal
- frequency
- receiving
- modulation
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、搬送波帯を用いるディジタル通信においてマ
ルチパス７エーノングに起因して生ずる狩号誤りの発生
頻度を減少させるための送信ダイバーシティ通信方式で
あって、送信グイ１イーシテイを行なうための所要伝送
帯域幅の拡大を抑える方式に関するものである。
ルチパス７エーノングに起因して生ずる狩号誤りの発生
頻度を減少させるための送信ダイバーシティ通信方式で
あって、送信グイ１イーシテイを行なうための所要伝送
帯域幅の拡大を抑える方式に関するものである。
ディジタル角度ｌ！調波の復調法として、受信信号と受
信信号をディジタルデータの繰り返し周期だけ遅延させ
た信号とを正弦位相比較により復調する方法は、遅延検
波方式として公知であり、広く用いられでいる。そして
、この方式により復調を行なう場合には、送信グイパー
シティ技術（例えば待順昭５４−０２３４１４）が適用
可能である。
信信号をディジタルデータの繰り返し周期だけ遅延させ
た信号とを正弦位相比較により復調する方法は、遅延検
波方式として公知であり、広く用いられでいる。そして
、この方式により復調を行なう場合には、送信グイパー
シティ技術（例えば待順昭５４−０２３４１４）が適用
可能である。
一方、各チャネル毎に搬送波を送出する５ＣＰＣ形式の
＊＊＊償では、周波数有効利用のために、占有帯域幅の
狭小化が絶対条件となっている。
＊＊＊償では、周波数有効利用のために、占有帯域幅の
狭小化が絶対条件となっている。
従って、送信グイパーシティ通信を行なう場合、その所
要伝送帯域幅の拡大を最小限にとどめる必要があるが、
従来、実用に耐え得る所要伝送帯域幅の拡木率の小さい
通信方式が提供されていないという問題点があった。
要伝送帯域幅の拡大を最小限にとどめる必要があるが、
従来、実用に耐え得る所要伝送帯域幅の拡木率の小さい
通信方式が提供されていないという問題点があった。
本発明は、上記問題点を解決するために、受信系におい
て受信信号についての周波数逓倍をりなう方法を採るこ
とにより所要伝送帯域幅の拡大を抑えるもので、Ｍ波数
の有効利用を図ることを目的としている。
て受信信号についての周波数逓倍をりなう方法を採るこ
とにより所要伝送帯域幅の拡大を抑えるもので、Ｍ波数
の有効利用を図ることを目的としている。
以下、本発明の構成等に関し実施例の図面に基づいて詳
細に説明する。
細に説明する。
第１図は本発明を２１ランチ送信の場合に適用した実施
例のブロック図であって、１はディジタルデータ発生器
、２．３は送信機、４．５は送信アンテナ、６はディジ
タルデータ信号、７．８は送信出力、９は送信系、１０
は受信７ンテナ、１１は受信機、１２は逓倍器、１３は
１ビツト運墓検ａｎ、１４は識別判定器、１５はりａア
ク再生器、１６は受信信号、１７は受信機出力、１８は
逓倍器出力、１９は１とット遅藍検波出力、２０は再生
クロック、２１は識別出力、２２は受信系を表わしてい
る。
例のブロック図であって、１はディジタルデータ発生器
、２．３は送信機、４．５は送信アンテナ、６はディジ
タルデータ信号、７．８は送信出力、９は送信系、１０
は受信７ンテナ、１１は受信機、１２は逓倍器、１３は
１ビツト運墓検ａｎ、１４は識別判定器、１５はりａア
ク再生器、１６は受信信号、１７は受信機出力、１８は
逓倍器出力、１９は１とット遅藍検波出力、２０は再生
クロック、２１は識別出力、２２は受信系を表わしてい
る。
、以下、第１図を用いて信号の流れに従って七の動作を
説明する。
説明する。
送信系９において、ディジタルデータ発生器１の出力６
は２分され、それぞれ送信機２および３に加えられる。
は２分され、それぞれ送信機２および３に加えられる。
送信機２および３において所定の変調が行なわれ、その
出カフおよび８は送信アンテナ４および５から同時に送
信される。
出カフおよび８は送信アンテナ４および５から同時に送
信される。
受信系２２においては、受信アンテナ１０により受信し
た受信信号１６は、受信８！１１に入りその出力１７は
逓倍器１２で変調指数により決まる逓倍数だけ逓倍され
る。その出力１８は１ビツト遅蓋検波器１３に導かれる
。１ビツト遅延検波器１３の出力１つは２分され、一方
はクロック再生ｎ１５に入力され、再生クロック２０を
得る。２分された信号１９の一方は識別判定器１４に導
かれ再生クロック２０に同期して識別判定し、識別出力
２１を得ている。
た受信信号１６は、受信８！１１に入りその出力１７は
逓倍器１２で変調指数により決まる逓倍数だけ逓倍され
る。その出力１８は１ビツト遅蓋検波器１３に導かれる
。１ビツト遅延検波器１３の出力１つは２分され、一方
はクロック再生ｎ１５に入力され、再生クロック２０を
得る。２分された信号１９の一方は識別判定器１４に導
かれ再生クロック２０に同期して識別判定し、識別出力
２１を得ている。
＄２図は送（ｆｆ機の構成の例を示すブロック図であっ
て、第１図中の送信機２お上り３についての詳細を示す
ものであり、（ａ）は通常のＦＭ（亭ｅｌ！ＰＭ）変１
［ｅｋる１１４合を、（ｂ）ハＦ Ｍ。
て、第１図中の送信機２お上り３についての詳細を示す
ものであり、（ａ）は通常のＦＭ（亭ｅｌ！ＰＭ）変１
［ｅｋる１１４合を、（ｂ）ハＦ Ｍ。
（またはＰＭ）変調器を有する回路に更に互いに相補的
関係を有する信号により変調を行なう回路を付加しで構
成した場合を示している。
関係を有する信号により変調を行なう回路を付加しで構
成した場合を示している。
第２図において、２３．２３′、２４．２４′１１ＦＭ
（ｌｅｌｔＰＭ） 変１１′ｍ、２５．２５′、２６
．２６′は搬送波発生器、２７．２７′、２８．２８′
は搬送波信号、２９．３０はＦＭ（またはＰＭ）変ｌｌ
器、３１．３２は付加変調信号発生器、３３．３４はＦ
Ｍ（またはＰＭ）変調出力、３５．３６は付加ｌ！磨倍
信号表わしでいる。
（ｌｅｌｔＰＭ） 変１１′ｍ、２５．２５′、２６
．２６′は搬送波発生器、２７．２７′、２８．２８′
は搬送波信号、２９．３０はＦＭ（またはＰＭ）変ｌｌ
器、３１．３２は付加変調信号発生器、３３．３４はＦ
Ｍ（またはＰＭ）変調出力、３５．３６は付加ｌ！磨倍
信号表わしでいる。
第２図（亀）の構成の場合においては、搬送波発生＠２
５と２６の出力である互いに一定の周波数関係にある搬
送波信号２７およｃ／２８は、それぞれＦＭ （＊たは
ＰＭ）変ｌｌＩ器２３および２４に導かれ、ディジタル
データ信号６によりＦＭ （＊たはＰＭ）変調され、出
カフお上り８となる。
５と２６の出力である互いに一定の周波数関係にある搬
送波信号２７およｃ／２８は、それぞれＦＭ （＊たは
ＰＭ）変ｌｌＩ器２３および２４に導かれ、ディジタル
データ信号６によりＦＭ （＊たはＰＭ）変調され、出
カフお上り８となる。
なお、この構成例における変調とは中心周波鶴から正と
負の方向に同じ量だけ搬送波周波数をシフトすることに
より相補的信号関係を得ることである。
負の方向に同じ量だけ搬送波周波数をシフトすることに
より相補的信号関係を得ることである。
また、ｗＳ２図（ｂ）の構成の場合においては、搬送波
発生器２５′と２６′より同一周波数の搬送波信号２７
′および２８′をそれぞれＦＭ（ｔたｌ！ＰＭ）ｔｌｌ
ｉｉ２３’ およＶ２４’ に導き、ディジタルデータ
信号６によりＦＭ （またはＰＭ）変調している。
発生器２５′と２６′より同一周波数の搬送波信号２７
′および２８′をそれぞれＦＭ（ｔたｌ！ＰＭ）ｔｌｌ
ｉｉ２３’ およＶ２４’ に導き、ディジタルデータ
信号６によりＦＭ （またはＰＭ）変調している。
そして、ＦＭ （またはＰＭ）変調出力３３およｌ／３
４を、更に、ＦＭ（またはＰＭ）変調器２９および３０
に導き付加変調信号発生器３１お上り３２から発生され
る互いに相補的関係を有する出力３５および３６により
ＦＭ（またはＰＭ）ｌ調して送信出カフおよび８を得て
いる。
４を、更に、ＦＭ（またはＰＭ）変調器２９および３０
に導き付加変調信号発生器３１お上り３２から発生され
る互いに相補的関係を有する出力３５および３６により
ＦＭ（またはＰＭ）ｌ調して送信出カフおよび８を得て
いる。
第３図は第１図中の逓倍器１２の構成の例を示すブロッ
ク図であって、受信機出力１７は、ｎ進カウンタ４０
（ｎ≧１ 、正の整数）でｎ分周されたＶ ＣＯ（Ｖ
ｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｏ５ｃｉｌ−Ｉａｔｏ
ｒ）出力であるｎ進カウンタ出力４５と位也比較器３７
で比較され、両者の差に比例する。
ク図であって、受信機出力１７は、ｎ進カウンタ４０
（ｎ≧１ 、正の整数）でｎ分周されたＶ ＣＯ（Ｖ
ｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｏ５ｃｉｌ−Ｉａｔｏ
ｒ）出力であるｎ進カウンタ出力４５と位也比較器３７
で比較され、両者の差に比例する。
信号を得る。
この位相比較器出力４２はループ・フィルタ３８で電波
され、ループディンを調節し、■ＣＯコントロール信号
４３を得る。この信号によＱＶＣＯ３９をコントロール
し、ＶＣＯ出力４４をｎ進カウンタ４°０に入力するこ
とによりＶＣＯ３９は受信機出力１７の鶴逓倍周波敗に
ロックされる。 − このｖＣＯ出力４４を、さらに分周１）４１により１７
−（−≧１ 、正の９１りに分周することにより、受信
機出力１７をｎ／−逓倍＝シに≠逓倍器出力１８を得て
いる。
され、ループディンを調節し、■ＣＯコントロール信号
４３を得る。この信号によＱＶＣＯ３９をコントロール
し、ＶＣＯ出力４４をｎ進カウンタ４°０に入力するこ
とによりＶＣＯ３９は受信機出力１７の鶴逓倍周波敗に
ロックされる。 − このｖＣＯ出力４４を、さらに分周１）４１により１７
−（−≧１ 、正の９１りに分周することにより、受信
機出力１７をｎ／−逓倍＝シに≠逓倍器出力１８を得て
いる。
以降、本発明の冥施例の動作に関し位相連続（ＣＰ）Ｆ
ＳＸ信号を例にとって、２ブランチの送信系を用いた場
合について更に詳細に説明する。
ＳＸ信号を例にとって、２ブランチの送信系を用いた場
合について更に詳細に説明する。
２本の送信アンテナから送信されるＣＰＦＳＫ信号Ｓ＋
（ｔ） 、 ５ｓ（ｔ） ＋よと表示できる。ただしＲ
ｅｉ ｌは（１の実数部をとることを意味し、また、 Ａｉ ；局ｉの送信信号の振幅 ａｌｉ ：局ｉの奮遇波角周波敗 ψ−（ｔ）；瞬時位相推移 φ１（ｔ） ：局ｉの付加変調により付加される位相 ｈ：変調指敗 Ｔ ；データ符号列の繰り返し周期ａ、λ ；デ
ータ符号列のマーク、スペースに対応し、＋１、−１を
とる？！数で ゛あワ、関数ｇ（ｔ）は（２）式のとおりである。
（ｔ） 、 ５ｓ（ｔ） ＋よと表示できる。ただしＲ
ｅｉ ｌは（１の実数部をとることを意味し、また、 Ａｉ ；局ｉの送信信号の振幅 ａｌｉ ：局ｉの奮遇波角周波敗 ψ−（ｔ）；瞬時位相推移 φ１（ｔ） ：局ｉの付加変調により付加される位相 ｈ：変調指敗 Ｔ ；データ符号列の繰り返し周期ａ、λ ；デ
ータ符号列のマーク、スペースに対応し、＋１、−１を
とる？！数で ゛あワ、関数ｇ（ｔ）は（２）式のとおりである。
８１（ｔ）、Ｓ Ｚ（ｔ）がレーレ７エークングチヤネ
ルとしてモデル化されるようなマルチパス性伝搬路を経
由して受信されたとき受信信号をそれぞれｒ＋（ｔ）お
上（／ ｒｘ（ｔ）とするとｒｉ（ｔ）ｘＲｓ （Ｚｉ
ｅｘａ ｊ （ａｄｉｔ＋ψ憧（１）＋φ１（ｔ）
） Ｉ ・・・・” （３）（ｉ＝１．２ ） と表示できる。Ｚｉは複素ｊウス変数であり、Ｚｉ ｘ
Ｒｉ ｅｘｐ ｊ ＃ｉ （１ｘＬ２ ） ＝
−（４）ただし、Ｒｉはレーレ分布則に従う包路線、θ
ｉは一様分布則に従う位相である（ここで７エークング
は準静的であると仮定している）。
ルとしてモデル化されるようなマルチパス性伝搬路を経
由して受信されたとき受信信号をそれぞれｒ＋（ｔ）お
上（／ ｒｘ（ｔ）とするとｒｉ（ｔ）ｘＲｓ （Ｚｉ
ｅｘａ ｊ （ａｄｉｔ＋ψ憧（１）＋φ１（ｔ）
） Ｉ ・・・・” （３）（ｉ＝１．２ ） と表示できる。Ｚｉは複素ｊウス変数であり、Ｚｉ ｘ
Ｒｉ ｅｘｐ ｊ ＃ｉ （１ｘＬ２ ） ＝
−（４）ただし、Ｒｉはレーレ分布則に従う包路線、θ
ｉは一様分布則に従う位相である（ここで７エークング
は準静的であると仮定している）。
式（３）の２つの信号は合成されることにより、周波敗
還倍器の入力ｒ（ｔ）は ｒ（ｔ） ＝ｒ＋（ｔ）＋ｒ２（ｔ）＝Ｒｅ （Ｚ＋
ｅｘｐ ｊ （ａ＋＋ｔ＋ψ−（１）十−＋（１））＋
Ｚｔ ｅＸ９ ｊ （”ｈｔ＋ψｍ（ｔ）十φ、（ｔ）
） １＝ Ｒｅ （［Ｚ＋ ｅｘｐ ｊ ［ａ＋＋ｔ＋
φ＋ｍ ］ ＋ Ｚ２ｅｘｐ ｊ （ωｔｔ＋φ、（１
）） ］ ・ｅｘｐ ｊ （９ｍ（ｔ） １、
＝ Ｒｅ ［Ｚ（ｔ） ・ｅｘｐ ｊψ―（ｔ））
−−−−−−・・・−・・＋５）となる、ただし、
Ｚ（ｔ）は次式で与えられる。
還倍器の入力ｒ（ｔ）は ｒ（ｔ） ＝ｒ＋（ｔ）＋ｒ２（ｔ）＝Ｒｅ （Ｚ＋
ｅｘｐ ｊ （ａ＋＋ｔ＋ψ−（１）十−＋（１））＋
Ｚｔ ｅＸ９ ｊ （”ｈｔ＋ψｍ（ｔ）十φ、（ｔ）
） １＝ Ｒｅ （［Ｚ＋ ｅｘｐ ｊ ［ａ＋＋ｔ＋
φ＋ｍ ］ ＋ Ｚ２ｅｘｐ ｊ （ωｔｔ＋φ、（１
）） ］ ・ｅｘｐ ｊ （９ｍ（ｔ） １、
＝ Ｒｅ ［Ｚ（ｔ） ・ｅｘｐ ｊψ―（ｔ））
−−−−−−・・・−・・＋５）となる、ただし、
Ｚ（ｔ）は次式で与えられる。
Ｚ（ｔ）＝Ｚ＋ ｅｘａ ｊ（ω、ｔ＋−＋（ｔ） ）
＋Ｚｚ、 ｅｘｐ ｊ （ａ＋、ｔｔ＋φ１（ｔ））
・、、、−・−（６） Ｎｉ１倍（Ｎ１３．Ｎ＝ｎ／−ただしｎｔ−は正の整数
）された信号ｒｍ （ｔ）は ｒｍ （ｔ）＝ Ｒｅ ［Ｚｎ（ｔ） ・＠ｘｐ ｊ
Ｎ−ψａ（ｔ） ｌ ・−”−＝ （７）ただし、 Ｚｎ（１）＝Ｒ＋ ｅｘｐ ｊ 、Ｎ （ω、１＋φ１
（ｔ）十θ、〕＋Ｒ１ｅｘｐ ｊＮ（ａＩｔｔ＋φｍ（
ｔ）＋θ雪） −−−−（８）となる、受信礪雑音が十
分小さ−１ものとすると、遅延検波器出力Ｖ Ｄ）は Ｖｍ＝謳。１□ｎ（ｔ）４゜。−’ ） 、ｅｘｐ−ｊ
Ｎ （（Ｐ ＋＊（ｔ）−９ｍ（ｔ−ｔ））・・・・・
・・・・・・・（９） となる、上式中でＺ”ｎ（１）はＺｎ（１）の共役複素
数であり、τは遅延検波器の遅延時間である。
＋Ｚｚ、 ｅｘｐ ｊ （ａ＋、ｔｔ＋φ１（ｔ））
・、、、−・−（６） Ｎｉ１倍（Ｎ１３．Ｎ＝ｎ／−ただしｎｔ−は正の整数
）された信号ｒｍ （ｔ）は ｒｍ （ｔ）＝ Ｒｅ ［Ｚｎ（ｔ） ・＠ｘｐ ｊ
Ｎ−ψａ（ｔ） ｌ ・−”−＝ （７）ただし、 Ｚｎ（１）＝Ｒ＋ ｅｘｐ ｊ 、Ｎ （ω、１＋φ１
（ｔ）十θ、〕＋Ｒ１ｅｘｐ ｊＮ（ａＩｔｔ＋φｍ（
ｔ）＋θ雪） −−−−（８）となる、受信礪雑音が十
分小さ−１ものとすると、遅延検波器出力Ｖ Ｄ）は Ｖｍ＝謳。１□ｎ（ｔ）４゜。−’ ） 、ｅｘｐ−ｊ
Ｎ （（Ｐ ＋＊（ｔ）−９ｍ（ｔ−ｔ））・・・・・
・・・・・・・（９） となる、上式中でＺ”ｎ（１）はＺｎ（１）の共役複素
数であり、τは遅延検波器の遅延時間である。
１ビットＭ延検波ではτ＝Ｔとなるから、検波、出力Ｖ
（ｔ）は次式のように表わされる。
（ｔ）は次式のように表わされる。
＝−Ｒｅ （［Ｒ＋” φｅｘｐ−ｊＮ（φ、（Ｌ）−
一＋（ｔ−’ｒ）＋ａ＋＋Ｔ ）＋Ｒ１”・ｅｘｐ−ｊ
Ｎ（φよ（ｔ）−φ１（ｔ−Ｔ）＋ａ＋２Ｔ）十Ｒ＋Ｒ
ｔ−ｅｘｐ−ｊＮ（ａ＋＋ｔ−ａ＋ａｔ＋ｗｚＴ＋φ１
（ｔ）−φ１（ｔ−Ｔ）十〇、−θｓｌ＋Ｒ＋Ｒｔ・ｅ
ｘｐ−ｊＮ（（ｋｌｚｔ−ｍａｔ十ω、Ｔ＋φバｔ）−
一＋（ｔ−Ｔ）十〇！−Ｌ） ］ ・ｅｘｐ−ｊＮ（ψ
−（１）−ψ−（ｔ−Ｔ）））− ・・・・・・・・・・・・（１０）＋ ＃Ｉ２図で示した実施例の送信機を用いるときの構成法
についてＶ （ｔ）を計算すると、（ａ）の場合は に設定する。ただし、ω。は中心受信角周波数である。
一＋（ｔ−’ｒ）＋ａ＋＋Ｔ ）＋Ｒ１”・ｅｘｐ−ｊ
Ｎ（φよ（ｔ）−φ１（ｔ−Ｔ）＋ａ＋２Ｔ）十Ｒ＋Ｒ
ｔ−ｅｘｐ−ｊＮ（ａ＋＋ｔ−ａ＋ａｔ＋ｗｚＴ＋φ１
（ｔ）−φ１（ｔ−Ｔ）十〇、−θｓｌ＋Ｒ＋Ｒｔ・ｅ
ｘｐ−ｊＮ（（ｋｌｚｔ−ｍａｔ十ω、Ｔ＋φバｔ）−
一＋（ｔ−Ｔ）十〇！−Ｌ） ］ ・ｅｘｐ−ｊＮ（ψ
−（１）−ψ−（ｔ−Ｔ）））− ・・・・・・・・・・・・（１０）＋ ＃Ｉ２図で示した実施例の送信機を用いるときの構成法
についてＶ （ｔ）を計算すると、（ａ）の場合は に設定する。ただし、ω。は中心受信角周波数である。
更に、
Ｎω。Ｔ冨（２ｋ −１／２ ）に ｋ：正の整数・
・・・・・・・・・・・（１２） ＮΔωＴ；髄Ｋ −二正の整数とすること
により、 十Ｎθ＋−Ｎ＃暑） ］ −ｓｉｎ（ＮＩＰｍ（ｔ
）−Ｎψ−（ｔ−Ｔ）月・・・・・・・・・・・・（１
３） となり、２ＮΔωで変化する項は、―≦Ｎを満足するよ
うにすればローパスフィルタにより充分小さくすること
ができるので、１＝ｕ７（ｙ： ＊ａ＞においては５ｉ
ｎ（Ｎ Ｑ）ｓ（ｔ）−Ｎ Ｑｍ （を−Ｔ）〕の値は
％Ｎｂ≦１／２で士５ｉｎＮｈｆとなる。
・・・・・・・・・・・（１２） ＮΔωＴ；髄Ｋ −二正の整数とすること
により、 十Ｎθ＋−Ｎ＃暑） ］ −ｓｉｎ（ＮＩＰｍ（ｔ
）−Ｎψ−（ｔ−Ｔ）月・・・・・・・・・・・・（１
３） となり、２ＮΔωで変化する項は、―≦Ｎを満足するよ
うにすればローパスフィルタにより充分小さくすること
ができるので、１＝ｕ７（ｙ： ＊ａ＞においては５ｉ
ｎ（Ｎ Ｑ）ｓ（ｔ）−Ｎ Ｑｍ （を−Ｔ）〕の値は
％Ｎｂ≦１／２で士５ｉｎＮｈｆとなる。
変調指数りと逓倍数Ｎを
Ｎ−ｈ＝１／２ ・・・・・・・
・・・・（１４）となるように選べば となり、最大比合成のグイパーシティ受信を什なう場合
の検波出力に一致すも。
・・・・（１４）となるように選べば となり、最大比合成のグイパーシティ受信を什なう場合
の検波出力に一致すも。
この方法を採る場合、搬送波ＪｉｌｔＩＮ、数の配置法
は＃１４図に示す通りである。同図においでΔｆ＝１／
２Ｎ丁であり、Ｔはデータ符号列の繰り返し周期である
。そして、奇数の局を設置する場合は（ａ）の設置法に
従い、偶数の局を設置する場合は（ｂ）のＷｋ直置法従
うものとする。
は＃１４図に示す通りである。同図においでΔｆ＝１／
２Ｎ丁であり、Ｔはデータ符号列の繰り返し周期である
。そして、奇数の局を設置する場合は（ａ）の設置法に
従い、偶数の局を設置する場合は（ｂ）のＷｋ直置法従
うものとする。
ただし、局の周波数間隔は−／ＮＴ であり、鋤＝１
のとき、最小周波数間隔となる。
のとき、最小周波数間隔となる。
１局当たりの所要伝送帯域幅を全パワーの９９％が含ま
れる帯域幅と定礒すれば、１局当たりの所要伝送帯域幅
は、ｈ ＝０．５ ．０，２５゜０．１２５のＣＰＦＳ
Ｋ信号は、それぞれ１．２／Ｔ 、０．９／Ｔ 、０．
９／Ｔである。
れる帯域幅と定礒すれば、１局当たりの所要伝送帯域幅
は、ｈ ＝０．５ ．０，２５゜０．１２５のＣＰＦＳ
Ｋ信号は、それぞれ１．２／Ｔ 、０．９／Ｔ 、０．
９／Ｔである。
したがつで２ブランチ送信グイパーンテイのための所要
伝送帯域幅は、ｈ ＝０．５ 、 Ｎ＝１のと１１２
．２／Ｔ％ ｈ ＝０．２５ 、Ｎ＝２のとき１．４
／Ｔ％ｈ ＝０．１２５ 、 Ｎ＝４のとき０．７５
／Ｔとなる。これかられかるように、逓倍数を大きくす
ることにより、送信グイパーシティのための所要伝送帯
域幅が減少し、周波数の有効利用を図ることができる。
伝送帯域幅は、ｈ ＝０．５ 、 Ｎ＝１のと１１２
．２／Ｔ％ ｈ ＝０．２５ 、Ｎ＝２のとき１．４
／Ｔ％ｈ ＝０．１２５ 、 Ｎ＝４のとき０．７５
／Ｔとなる。これかられかるように、逓倍数を大きくす
ることにより、送信グイパーシティのための所要伝送帯
域幅が減少し、周波数の有効利用を図ることができる。
一方、 （ｂ）の場合は
ω、＝ω、＝ωｏ、Ｎω＠Ｔ＝（２ｋ −１／２ ）
ｘ −−＝−（１６）に設定する。
ｘ −−＝−（１６）に設定する。
このとき検波出力Ｖ （ｔ）は
Ｖ（ｔ）” Ｊａｍ （［Ｒ＋” ・ｅｘｐ−ｊＮ
（φ、（ｔ）−一＋（ｔ−Ｔ））十Ｒ２”ｅｘｐ−ｊ
Ｎ（−！（ｔ）−一２（ｔ−Ｔ））＋Ｒ＋Ｒｚ・ｅｘｐ
−ｊＮ（φ１（ｔ）−φ、（ｔ−Ｔ）十θ富−０２〕＋
Ｒ１Ｒｚ・ｅｘｐ−ｊＮ（φ１（し）−−ｚ（ｔ−Ｔ）
＋０１−０２〕】・ｅｘｐ−ｊＮ（ｑ）ｓ＋（Ｌ）−９
ｍ（ｔ−Ｔ）］ ｌ・・・・・・・・・−（１７） となる、ただし、Ｊ−１・）は（・）の虚数部である。
（φ、（ｔ）−一＋（ｔ−Ｔ））十Ｒ２”ｅｘｐ−ｊ
Ｎ（−！（ｔ）−一２（ｔ−Ｔ））＋Ｒ＋Ｒｚ・ｅｘｐ
−ｊＮ（φ１（ｔ）−φ、（ｔ−Ｔ）十θ富−０２〕＋
Ｒ１Ｒｚ・ｅｘｐ−ｊＮ（φ１（し）−−ｚ（ｔ−Ｔ）
＋０１−０２〕】・ｅｘｐ−ｊＮ（ｑ）ｓ＋（Ｌ）−９
ｍ（ｔ−Ｔ）］ ｌ・・・・・・・・・−（１７） となる、ただし、Ｊ−１・）は（・）の虚数部である。
付加変調信号Ｍ＋（ｔ）、Ｍ＊（ｔ）の例としてはＭｌ
（ｔ）＝ｅ”” ｙ Ｍ！（ｔ）＝ｅ−コａｗｔ
−・・−（１８）がｈぼられる。ここでΔωが式（
１２）を満たすとすれば φ、（１）＝ΔωＴ、 φ、（１）＝−ΔωＴ
・・・・・・・・・・・・（１９）となり、（ａ）の
場合と同じ形に帰着して、（１５）式で示される検波出
力を得ろ。
（ｔ）＝ｅ”” ｙ Ｍ！（ｔ）＝ｅ−コａｗｔ
−・・−（１８）がｈぼられる。ここでΔωが式（
１２）を満たすとすれば φ、（１）＝ΔωＴ、 φ、（１）＝−ΔωＴ
・・・・・・・・・・・・（１９）となり、（ａ）の
場合と同じ形に帰着して、（１５）式で示される検波出
力を得ろ。
以上付加変調信号の一例をあげたが一般的には、
をφＩ（ｔ）、φ！（ｔ）が満たすような付加変調信号
を選べばよい。
を選べばよい。
また、この方法を用いても（ａ）の場合と同様の■波数
有効利用を図ることができる。
有効利用を図ることができる。
本発明の方式においては送信系を上記（ａ）。
東）の他に最近注目されているディジタル信号処理技術
を用いてｖＩ成することも可能であり、また、その他の
構成方法であっても良い。
を用いてｖＩ成することも可能であり、また、その他の
構成方法であっても良い。
上記説明は主変調によりＣＰＦＳＸ信号が得られる場合
を例にあげて行なったが、位相変調信号、送信帯域制服
を行なったディジタルＦＭ信号をはじめとしで遅藍検波
方式への適用が可能な他の一般のディジタル角度変調信
号に対しても同様に適用できる。とくに、位相連続ＦＳ
Ｋ変調装置（例えば待Ｉ［昭５８−１７９２０３）を本
送信ダイバーシティ通信方式に適用すると、ｔｌｌＮ指
数を小さくしなくても、多値数を増加させることにより
送信グイパーシティのための所要伝送帯域幅の拡大は、
小さくすることがで終る。すなわち、２Ｌ値（±（Ｌ−
３／２）、ただし Ｌ＝２ 、３ ・・・・・・）
のディジタルデータ信号により 最大値Ｌ−１／２で変
調指数りとなるように位相連続ＦＳＫｌ＆！窮したとす
れば、この時の搬送波オフセットはΔｆ＝１／１２Ｔ・
（Ｌ −１／２）／ｈとなるから、２プテンチ送信Ａイ
パーンテイでは、逓倍敗（Ｌ −１／２）／ｈで１ビッ
ト遅延、検波により最大比合成グイパーシティ効果を得
ることができる。
を例にあげて行なったが、位相変調信号、送信帯域制服
を行なったディジタルＦＭ信号をはじめとしで遅藍検波
方式への適用が可能な他の一般のディジタル角度変調信
号に対しても同様に適用できる。とくに、位相連続ＦＳ
Ｋ変調装置（例えば待Ｉ［昭５８−１７９２０３）を本
送信ダイバーシティ通信方式に適用すると、ｔｌｌＮ指
数を小さくしなくても、多値数を増加させることにより
送信グイパーシティのための所要伝送帯域幅の拡大は、
小さくすることがで終る。すなわち、２Ｌ値（±（Ｌ−
３／２）、ただし Ｌ＝２ 、３ ・・・・・・）
のディジタルデータ信号により 最大値Ｌ−１／２で変
調指数りとなるように位相連続ＦＳＫｌ＆！窮したとす
れば、この時の搬送波オフセットはΔｆ＝１／１２Ｔ・
（Ｌ −１／２）／ｈとなるから、２プテンチ送信Ａイ
パーンテイでは、逓倍敗（Ｌ −１／２）／ｈで１ビッ
ト遅延、検波により最大比合成グイパーシティ効果を得
ることができる。
以上説明したように、本発明の方式によれば、送信グイ
パーシティを行なう場合の所要伝送帯域幅の拡大を小さ
くすることが可能となるから周波数の有効利用を図るこ
とができるという利点がある。
パーシティを行なう場合の所要伝送帯域幅の拡大を小さ
くすることが可能となるから周波数の有効利用を図るこ
とができるという利点がある。
第１図は本発明を２ブランチ送信の場合に適用した実施
例のブロック図、第２図は送信機の構成の例を示すブロ
ック図、第３図は逓倍器の構成の例を示すブロック図、
第４図は搬送波周波数の配置の例を示す図である。 １ ・・・・・・ディジタルデータ発生器、 ２ ．３
・・・・・・送信機、４．５ ・・・・・・送信７ンテ
ナ、６・・・・・・ディジタルデータ信号、 ７．８
・・・・・・送信出力、９ ・・・・・・送信系、 １
ｏ−−−−・・受信アンテナ、 １１ ・・・・・・受
信機、１２ ・・・・・・逓倍、器、１３ ・・・・・
・ １ビツト遅延検波器、 １４・・・・・・識別判定
器、１５−・・・・・ クロック再生器、１６ ・−・
・・受信信号、 １７ ・・・・・・受信機出力、１８
−・・・・・逓倍器出力、１９ ・・・・・・ １ビ
ツト遅延検波出力、 ２０ ・・・・・・ 再生クロッ
ク、 ２１・・・・・・識別出力、 ２２ ・・・・・
・受信系、 ２３゜２３’、２４，２４’、２９，３０
・・・・・・ＦＭ（又はＰＭ）変調器、２５ ．２
５’ ２６ 。 ２６′・・・・・・搬送波発生器、 ２７．２７’。 ２８ ．２８’・・・・・・搬送波信号、 ３１．３２
・・・・・・付加変調信号発生器、 ３３．３４ ・
・・・・・ＦＭ（又はＰＭ）変調出力、３５．３６−・
・・−付加変調信号、 ３７ ・・・・・・位相比較器
、 ３８・・・・・・ループフィルタ、 ３９ ・・・
・−ＶＣＯ１４０・・・・” ｎ進カウンタ、 ４１
・・・・・・分周器、４２ ・・・・・・位相比Ｖ！
器出出力４３ ・・・・・・ＶＣＯコントロール信号、
４４ ・・・−ＶＣＯ出力、４５ ・・・・” ｎ進
カウンタ出力 代理人 弁理士 本 闇 崇ｖ！ｌ 図 第２回 第３ 図 第４厘 （ａ） （ｂ）
例のブロック図、第２図は送信機の構成の例を示すブロ
ック図、第３図は逓倍器の構成の例を示すブロック図、
第４図は搬送波周波数の配置の例を示す図である。 １ ・・・・・・ディジタルデータ発生器、 ２ ．３
・・・・・・送信機、４．５ ・・・・・・送信７ンテ
ナ、６・・・・・・ディジタルデータ信号、 ７．８
・・・・・・送信出力、９ ・・・・・・送信系、 １
ｏ−−−−・・受信アンテナ、 １１ ・・・・・・受
信機、１２ ・・・・・・逓倍、器、１３ ・・・・・
・ １ビツト遅延検波器、 １４・・・・・・識別判定
器、１５−・・・・・ クロック再生器、１６ ・−・
・・受信信号、 １７ ・・・・・・受信機出力、１８
−・・・・・逓倍器出力、１９ ・・・・・・ １ビ
ツト遅延検波出力、 ２０ ・・・・・・ 再生クロッ
ク、 ２１・・・・・・識別出力、 ２２ ・・・・・
・受信系、 ２３゜２３’、２４，２４’、２９，３０
・・・・・・ＦＭ（又はＰＭ）変調器、２５ ．２
５’ ２６ 。 ２６′・・・・・・搬送波発生器、 ２７．２７’。 ２８ ．２８’・・・・・・搬送波信号、 ３１．３２
・・・・・・付加変調信号発生器、 ３３．３４ ・
・・・・・ＦＭ（又はＰＭ）変調出力、３５．３６−・
・・−付加変調信号、 ３７ ・・・・・・位相比較器
、 ３８・・・・・・ループフィルタ、 ３９ ・・・
・−ＶＣＯ１４０・・・・” ｎ進カウンタ、 ４１
・・・・・・分周器、４２ ・・・・・・位相比Ｖ！
器出出力４３ ・・・・・・ＶＣＯコントロール信号、
４４ ・・・−ＶＣＯ出力、４５ ・・・・” ｎ進
カウンタ出力 代理人 弁理士 本 闇 崇ｖ！ｌ 図 第２回 第３ 図 第４厘 （ａ） （ｂ）
Claims (1)
- 搬送波帯ディジタル通信方式において、送信系でディジ
タル信号によりディジタル角度変調を施すと共に相互に
相補的関係を満足する波形により付加的変調を施した複
数の信号を同時に送信し、受信系で該複数の信号を受信
して周波数逓倍を行なった後に逓倍された信号と前記デ
ィジタル信号の繰り返し周期だけ遅延させた信号との位
相比較による遅延検波復調を行なうことを特徴とする送
信ダイバーシティ通信方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59257464A JPS61136332A (ja) | 1984-12-07 | 1984-12-07 | 送信ダイバ−シテイ通信方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59257464A JPS61136332A (ja) | 1984-12-07 | 1984-12-07 | 送信ダイバ−シテイ通信方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61136332A true JPS61136332A (ja) | 1986-06-24 |
Family
ID=17306677
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59257464A Pending JPS61136332A (ja) | 1984-12-07 | 1984-12-07 | 送信ダイバ−シテイ通信方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61136332A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SG100723A1 (en) * | 2000-06-13 | 2003-12-26 | Nec Corp | Diversity type transmitter having system for controlling the delay time of each of plural transmission units |
| WO2021033297A1 (ja) * | 2019-08-21 | 2021-02-25 | 三菱電機株式会社 | 無線通信装置、制御回路、無線通信方法および記憶媒体 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4951860A (ja) * | 1972-05-30 | 1974-05-20 | ||
| JPS5928305A (ja) * | 1982-08-10 | 1984-02-15 | Toko Inc | インダクタンス素子とその製造方法 |
-
1984
- 1984-12-07 JP JP59257464A patent/JPS61136332A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4951860A (ja) * | 1972-05-30 | 1974-05-20 | ||
| JPS5928305A (ja) * | 1982-08-10 | 1984-02-15 | Toko Inc | インダクタンス素子とその製造方法 |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| SG100723A1 (en) * | 2000-06-13 | 2003-12-26 | Nec Corp | Diversity type transmitter having system for controlling the delay time of each of plural transmission units |
| US7145958B2 (en) | 2000-06-13 | 2006-12-05 | Nec Corporation | Diversity type transmitter having system for controlling the delay time of each of plural transmission units |
| WO2021033297A1 (ja) * | 2019-08-21 | 2021-02-25 | 三菱電機株式会社 | 無線通信装置、制御回路、無線通信方法および記憶媒体 |
| CN114245966A (zh) * | 2019-08-21 | 2022-03-25 | 三菱电机株式会社 | 无线通信装置、控制电路、无线通信方法及存储介质 |
| US11764841B2 (en) | 2019-08-21 | 2023-09-19 | Mitsubishi Electric Corporation | Wireless communication device, control circuit, wireless communication method, and storage medium |
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