JPS62105511A

JPS62105511A - 対数検波回路

Info

Publication number: JPS62105511A
Application number: JP60245862A
Authority: JP
Inventors: Katsuharu Kimura; 克治木村; Toshibumi Sato; 俊文佐藤
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1985-11-01
Filing date: 1985-11-01
Publication date: 1987-05-16
Anticipated expiration: 2009-10-12
Also published as: JPH0681005B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は受信機の中間周波増幅回路の対数検波回路に関
する。本発明の受信機は移動無線通信の受信機として通
する。

〔概要〕

本発明は、複数の差動増幅器が縦続接続された中間周波
数回路の入力信号の対数検波を行う対数検波回路におい
て、中間周波数の低下とともに大型になるコンデンサを用い
ない回路構成にすることにより、ＩＣ化が容易に実現で
きるようにしたものである。

〔従来の技術〕

電界検出手段を有する従来例中間周波増幅器は第３図に
示すように多段の増幅器（トランジスタＱ、〜Ｑ、。か
ら成る第一段、トランジスタＱ１１〜Ｑ　ｌ　９からな
る第二段およびトランジスタＱ　ｚ　ｏ　”　Ｑ　２７
から成る第三段）の各段の出力をコンデンサＣＩｌ、Ｃ
７およびＣＩＯを介して整流し、それぞれの段の整流電
流波形を加算して電界レベル情報を出力していた。

〔発明が解決しようとする問題点〕

このような電界検出手段を有する従来例中間周波増幅器
は交流信号の整流をトランジスタＱｚｓ、Ｑ２９、Ｑ、
。、Ｑ、２、Ｑ３１、Ｑ）ａ、Ｑ３５、Ｑ３６およびＱ
３Ｔを用いて行っているので、温度特性が悪くなり、こ
の特性を補償する回路が複雑になる欠点がある。また、
整流器はダイオードを用いる半波整流方式であるので、
各々にコンデンサＣｍ、ＣｑおよびＣＩＯが必要であり
、中間周波数が下がると大きなコンデンサが必要になる
。したがって、このコンデンサをＩＣに内蔵する場合に
は、チップサイズが大きくなりまたコンデンサを外付け
にしてチップサイズを小さくすると各段毎に外付はコン
デンサが必要になるので、外付はコンデンサ用の端子が
増えてＩＣ化には不利であった。また、整流器にダイオ
ードを用いているので、トランジスタＱｌ”ＱＩＯから
成る第一段目の差動増幅器が飽和するまでの信号入力ま
でしか検出することができず、ダイナミックレンジを大
きくするために多段化して差動増幅器の総利得を上げて
もこの飽和レベルで最大入力レベルが決定され、十分な
ダイナミックレンジが得られなかった。

一方、入力信号検出電圧の対数特性に対する偏差を小さ
くするためには、一般的に上述した差動増幅器一段当た
りの利得を丁げてかつ多段化する必要があり、コンデン
サも整流器の段数だけ必要になる欠点があった。

本発明はこのような欠点を除去するもので、ＩＣ化が容
易に実現できる中間周波増幅器に用いられる対数検波回
路を提供することを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は、複数の差動増幅器が縦続接続された中間周波
増幅回路の対数検波回路において、上記差動増幅器のそ
れぞれの入力および出力を入力とする二重平衡型差動増
幅器と、上記差動増幅器の正相出力電流を加算する加算
回路と、この加算回路の出力に接続され、中間周波信号
のキャリア成分およびビート成分の交流成分を除去する
低域フィルタとを備えたことを特徴とする。

また、二重平衡型差動増幅器には、中間周波増幅回路の
差動増幅器の入力信号を入力とする差動増幅器のエミッ
タとそれぞれ抵抗を介して共通接続点に接続され、それ
ぞれの差動対が並列接続された回路を含んでもよい。

〔作用〕

縦続接続された中間周波増幅回路に用いられた差動増幅
器と、この差動増幅器の入力および出力を入力とする二
重平衡型差動増幅器とで構成される両波整流器の正相出
力電流が加算され１．中間周波信号に含まれるキャリア
成分およびビート成分の交流成分が除去されて対数検波
出力が生成される。

従来例では半波整流方式であるので、中間周波数の低下
とともに大写：１Ｎになるコンデンサが各段ごとに必要
になる欠点があったが、本発明では、この欠点が解決さ
れている。

また、中間周波増幅回路のｎ個の差動増幅器の入力信号
を入力とする利得ｇ０の差動増幅器の個数をｍ個とする
と、それぞれの利得を各段を差動増幅器の利得のｍ乗根
だけ異なるよ・うに設定すｆｌ。

ば、各段の両波整流器は後段から順次に飽和し１、最後
（ご最前段の差動増幅器力暉ｙｉ　Ｉｎ　Ｌ、また飽和
ｊＵ流値も均一な値になり５．入力し・ベルがｇ　、、
Ｉ　／　ｍ倍、ｔ′４つ異なるｎｘｍ個の両波整流器１
札等価の整流器回路として動作させることができる。

〔実施例〕

以下、本発明実施例装置を図面Ｇこ基づいて説明する。

第１図は本発明実施例装置の構成を示す回路接続図であ
る。　　ｌ−ランジスタＱ　ｌｏ　ｌ−Ｑ　＋　ｏ　６
　、ＱＩ＋〜Ｑ、ｔ、、１ｍ抗Ｒ＋ｏ＋　、Ｒ＋ｏｚ　
、Ｒ＋１”Ｒ＋ｚ＋＋＋　ｔ、ｉよび定電流源■。ｌｓ
　　Ｉ　１１””　Ｉ　１ｍは第一・段目の両波整流器
を構成（７，１〜ランジスタＱ　２６１　”　Ｑ　ｚ　
ａ　ｂ、Ｑ　ｚ　ｔ　〜Ｑ　２２　ｍ　、抵抗Ｒ２１）
Ｉ　、Ｒｚｏｚ　、Ｒｚ＋〜Ｒｚｚｍおよび定電流源！
。７、＋２１へ・Ｉ２６、は第７４段）］の両波整流器
を構成し、トランジスタＱ、Ｑ、　””ＱｎＯ＆、Ｑｎ
ｌ〜Ｑ　ｆｉＺｎ　、抵抗ＲＩＩ＋１１　、Ｒｎｏｚ　
、Ｒｎ、ｚＲ，、、および定電流源Ｉ。７、ＩｆｉＩ〜
Ｉ　ｎｍは第ｎ段目の両波整流器を構成する。トランジ
スタＱ０゜１およびＱｏ。２で構成される加算回路で第
一段目の両波整流器から第ｎ段目の両波整流器までの正
相出力電流が加算され、その出力は抵抗Ｒ０゜、とコン
デンサＣ００Ｉ　とで平滑化されて、入力信号レベルＶ
ＩＮが電界検出電圧Ｖ□１として出力される。

ここで、二重平衡型差動増幅器を構成するｍ個並列接続
された差動増幅器で、ＲＩ　Ｉ　＝　Ｒｌ□、ＲＩ　３　＝　ＲＩ　４、−・
Ｒ１２，−１＝　Ｒ１２ｍとすれば、カレントソースＩＩＩを持つ差動増幅器の利得ｇＩＩは
、ここで、Ｖｔ　−ｋ　Ｔ／　ｑｆ２１に＝ポルツマン定数Ｔ：絶対温度ｑ：単位電子電荷カレントソース１．□を持つ差動増幅器の利得ｇ＋ｚは
、カレントソース１１１１を持つ差動増幅器の利得ｇｅｍ
はである。

同様に、第二段目の二重平衡型差動増幅器を構成するｍ
個の並列接続された差動増幅器で、Ｒ２１＝　Ｒ２２、
Ｒ２３＝Ｒ２４、・−１Ｒｔｚｍ−＋＝Ｒｚｚ＋ｓとす
れば、カレントソースＩＺＩを持つ差動増幅器の利得ｇｔ＋は
、カレントソース■２□を持つ差動増幅器の利得ｇ２□は
、カレントソース■１を持つ差動増幅器の利得ｇｔｍは、同様に、第ｎ番目の二重平衡型差動増幅器を構成するｍ
個の並列接続された差動増幅器で、Ｒ−＋　＝　Ｒ−□
、Ｒ，１，＝Ｒｆｉ、、−・−２Ｒ，ｌ□、−１＝　Ｒ
ｎＺｍとすれば、カレントソース１．を持つ差動増幅器の利得ｇ１は、カレントソース１．を持つ差動増幅器の利得ｇ。

は、カレントソースＩ−を持つ差動増幅器の利得ｇｎｍは、と表せる。

一方、中間周波増幅器を構成する差動増幅器で、Ｒ＋ｏ
＋　＝　Ｒ＋ｏｚ　、Ｒｔｏ＋　＝　Ｒｚｏｚ、　、Ｒ
ｆｉｏＩ＝Ｒｎｏｚとすれば、各段目の差動増幅器の利得ｇ。＋ｓｇｏｚ、−１ｇｏｎ
は、と表せる。

ここで、 ■１□＝Ｉ、２−・・・−Ｉ　Ｉｌ＋１＝　Ｉ　ｚ＋＝
　Ｉｚ□＝’−’＝　Ｉ　ｚ□＝””’＝　Ｉ　、ｌｌ
　＝　ｒ　ｎＺ　＝’−”＝　ｒ　ｎｍとおくと、各段
の両波整流器のリミッティング電流は同一となる。

また、００〜Ｏａ弐で、ｇ　ａｔ　＝　ｇ　ｏ！ニー＝　ｇ　ｏｎ＝　ｇ　。

また、ｇ　Ｉｔ　　　ｇ　１３　　　　　　ｇ　＋鵬　　　　
　１（至）ｇ　２２　　　ｇ　ｚ３ｇ　ｚｓ　　　　　１ｇｚ＋　
　　ｇｔ２　　　　　ｇｚｌＩ−＋　　　ｇｏ”’（至
） θＧかつ、ｇ＋＋＝ｇｚ＋−・・・＝ｇｎ＋　　　　　　　　　　
（２）ｇ、ｚ＝ｇ、、＝′−＝ｇ＋１！Ｑｌ１ｇ　Ｉｍ
　＝　ｇ　ＫＭ　＝’−’＝　ｇ　ｎａ　　　　　　　
　　　鱒とすれば、各段の二重平衡型差動増幅器を構成
するｍ個の差動対のそれぞれのエミッタ抵抗の関係は、Ｒｉｔ　＜　Ｒｔ２＜−＜Ｒｉｎ　（ｉ　＝　１、−　
、ｎ）翰になる。

したがって、各段の両波整流器は入力信号Ｖ１．４の増
加により後段のｎ番目から順次に飽和して、また任意の
段であるｉ段（ｉ−１、〜、ｎ）では、二重平衡型差動
増幅器を構成するそれぞれの差動増幅器はカレントソー
スｆｉｌを持つ差動増幅器から順次カレントソースＩｉ
Ｚ、・〜、Ｉｏを持つ差動増幅器へと飽和ｊ、２、最後
にカレントソース１１１１を持つ差動増幅器が飽和し、
この入力信号レベルにより対数中間周波増幅器の動作最
大入力信号レベルが決定される。しかも、入力信号！ノ
ベルがｇ。１′倍に増加する毎に順次飽和し、その飽和
電流値もＩＩＩからＩ　ｎｗａまでのカレントソースが
同一であるので、全く同じ値になる。すなわち入力レベ
ルがｇ　、　Ｉ　／　ｍ倍ずつ異なるｎＸｍ個の両波整
流器と等価の整流器回路が得られる。

また、中間周波増幅器の利得としては、０υ〜０３式に
よりｇＩｖ＝ｇｏ”　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　＠が得られる。

例えば、ｎ＝５ｍ＝３２０１０ｇｇｏ　”２１　ｄＢとすれば、ＧＩＦ＝２０１０ｇｇｏ’　＝１０５ｄＢ２０　Ｉｏｇ
ｇ６”１＝　７ｄＢになり、このときの対数特性のダイナミックレンジは、ｎ’　２０１０ｇ　ｇ　ｏ”−ｔｏ５ｄＢになる。

第２図は、この場合の対数検波出力電圧ＶＲｆｆＳ＋と
中間周波入力信号レベルＶＩＮとの関係を示すグラフで
あり、図中の破線は各カレントソースＩ　Ｉｔ１、・−
１Ｉ　１１１１１による■。５．の変化の様相を示す。

ここで、１　＊ｓｓ＋　＝　ＶＲ３ＳＩ／　Ｒ＋ｏｒ、Ｉ　Ｒ５
５Ｉ−Σ　Σ　ｊ　Ｒ３Ｓ＋　（１＝Ｊ）（ｉ−１、−
１ｎ　　＋　　ｊ−Ｌ、−、ｎ）精度（ＬＯＧＡＲＩＴ
）ＩＭＩｃ　ＥＲＲＯＲ）はシミュレーションによれば
入力信号レベルＶ　Ｉ　Ｈに対して±０．１ｄＢと与え
られる。

また、入力信号レベルに対する対数特性の飽和レベルは
（４）式で与えられ、十分大きくすることができる。

したがって、飽和レベルが高く、しかも高精度で広いダ
イナミックレンジを有する対数中間周波増幅回路が得ら
れる。

また、対数特性の温度特性もカレントソースの温度特性
と抵抗の温度特性で決定されるが、通常のＩＣ設計の回
路技術により」分に温度特性を小さくすることができる
。

〔発明の効果〕

本発明は以上説明したよ・うに、中間周波入力信号レベ
ルに対する直流出力電圧が十分に精度の高い対数特性で
しかも広い入力信号し・ヘルに対して得られ、飽和入力
信号レベルの高い対数特性が得られる。また、対数特性
の温度特性も」−分小さくすることができる。また、両
波整流器の各段の出力電流波形は同相になるので、コン
デンサを用いて直流化しなくても加算することができ、
■Ｃ化しやすくしかも比較的小さな回路規模で実現でき
る効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明実施例回路の構成を示す回路接続図。第２図は実施例回路での対数検波出力電圧ＶＲ３！１と
ＩＦ入力信号レしルＶＩＮとの関係を示す特性図。第３図は従来例回路の構成を示す回路接続図。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）複数の差動増幅器が縦続接続された中間周波増幅
回路の検波検出回路において、上記差動増幅器のそれぞれの入力および出力を入力とす
る二重平衡型差動増幅器と、上記差動増幅器の正相出力電流を加算する加算回路と、この加算回路の出力に接続され、中間周波信号のキャリ
ア成分およびビート成分の交流成分を除去する低域フィ
ルタとを備えたことを特徴とする対数検波回路。
（２）二重平衡型差動増幅器には、中間周波増幅回路の
差動増幅器の入力信号を入力とする差動増幅器のエミッ
タとそれぞれ抵抗を介して共通接続点に接続され、それ
ぞれの差動対が並列接続された回路を含む特許請求の範
囲第（１）項に記載の対数検波回路。