JPH0691375B2 - ビ−ト検出回路 - Google Patents
ビ−ト検出回路Info
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- JPH0691375B2 JPH0691375B2 JP24586185A JP24586185A JPH0691375B2 JP H0691375 B2 JPH0691375 B2 JP H0691375B2 JP 24586185 A JP24586185 A JP 24586185A JP 24586185 A JP24586185 A JP 24586185A JP H0691375 B2 JPH0691375 B2 JP H0691375B2
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- differential
- circuit
- input
- differential amplifier
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は受信機の中間周波増幅回路のビート成分検出、
マルチパス検出手段に関する。本発明の受信機は移動無
線通信の受信機として適する。
マルチパス検出手段に関する。本発明の受信機は移動無
線通信の受信機として適する。
ここで、ビート成分とは、二波の混信によりビート周波
数でAM変調を受けた交流信号レベルをいう。
数でAM変調を受けた交流信号レベルをいう。
本発明は複数の差動増幅器が縦続接続された中間周波数
回路の入力信号からビート検出を行うビート検出回路に
おいて、 中間周波数の低下とともに大型になるコンデンサを用い
ない回路構成にすることにより、 IC化が容易に実現できるようにしたものである。
回路の入力信号からビート検出を行うビート検出回路に
おいて、 中間周波数の低下とともに大型になるコンデンサを用い
ない回路構成にすることにより、 IC化が容易に実現できるようにしたものである。
電界検出手段を有する従来例中間周波増幅器は第５図に
示すように多段の増幅器（トランジスタQ1〜Q10から成
る第一段、トランジスタQ11〜Q19からなる第二段および
トランジスタQ20〜Q27から成る第三段）の各段の出力を
コンデンサC8、C9およびC10を介して整流し、それぞれ
の段の整流電流波形を加算して電界レベル情報を出力し
ていた。また、ビート検出およびマルチパス検出手段は
検出レベル偏差を小さくする必要から自動利得制御増幅
器の出力レベルを検波整流するいわゆるAM検波手段が一
般的に用いられている。
示すように多段の増幅器（トランジスタQ1〜Q10から成
る第一段、トランジスタQ11〜Q19からなる第二段および
トランジスタQ20〜Q27から成る第三段）の各段の出力を
コンデンサC8、C9およびC10を介して整流し、それぞれ
の段の整流電流波形を加算して電界レベル情報を出力し
ていた。また、ビート検出およびマルチパス検出手段は
検出レベル偏差を小さくする必要から自動利得制御増幅
器の出力レベルを検波整流するいわゆるAM検波手段が一
般的に用いられている。
このような電界検出手段を有する中間周波増幅器は交流
信号の整流をトランジスタQ28、Q29、Q30、Q32、Q33、Q
34、Q35、Q36およびQ37を用いて行っているので、温度
特性が悪くなり、この特性補償する回路が複雑になる欠
点がある。また、整流器にダイオードを用いる半波整流
方式であるので、各々にコンデンサC8、C9およびC10が
必要であり、中間周波数が下がると大きなコンデンサが
必要になる。したがって、このコンデンサをICに内蔵す
る場合には、チップサイズが大きくなりまたコンデンサ
を外付けにして、チップサイズを小さくするためには、
各段毎に外付けコンデンサが必要となるので、外付けコ
ンデンサ用の端子が増えてIC化には不利であった。ま
た、整流器にダイオードを用いているので、トランジス
タQ1〜Q10から成る第一段目の差動増幅器が飽和するま
での信号入力までしか検出することができず、ダイナミ
ックレンジを大きくするために多段化して差動増幅器の
総利得を上げていっても、この飽和レベルで最大入力レ
ベルが決定され、十分なダイナミックレンジが得られな
かった。
信号の整流をトランジスタQ28、Q29、Q30、Q32、Q33、Q
34、Q35、Q36およびQ37を用いて行っているので、温度
特性が悪くなり、この特性補償する回路が複雑になる欠
点がある。また、整流器にダイオードを用いる半波整流
方式であるので、各々にコンデンサC8、C9およびC10が
必要であり、中間周波数が下がると大きなコンデンサが
必要になる。したがって、このコンデンサをICに内蔵す
る場合には、チップサイズが大きくなりまたコンデンサ
を外付けにして、チップサイズを小さくするためには、
各段毎に外付けコンデンサが必要となるので、外付けコ
ンデンサ用の端子が増えてIC化には不利であった。ま
た、整流器にダイオードを用いているので、トランジス
タQ1〜Q10から成る第一段目の差動増幅器が飽和するま
での信号入力までしか検出することができず、ダイナミ
ックレンジを大きくするために多段化して差動増幅器の
総利得を上げていっても、この飽和レベルで最大入力レ
ベルが決定され、十分なダイナミックレンジが得られな
かった。
一方、入力信号検出電圧の対数特性に対する偏差を小さ
くするためには、一般的に上述した差動増幅器一段当た
りの利得を下げてかつ多段化する必要があり、コンデン
サも整流器の段数だけ必要になる欠点があった。また、
ビート検出およびマルチパス検出を入力電界レベルの変
化に対して一定の偏差に入れるためには、自動利得制御
増幅器の出力レベルを検波整流するいわゆるAM検波方式
が一般的であり、ビート検出およびマルチパス検出用に
このような増幅器を別に持つ場合が多く、回路が煩雑に
なる欠点があった。
くするためには、一般的に上述した差動増幅器一段当た
りの利得を下げてかつ多段化する必要があり、コンデン
サも整流器の段数だけ必要になる欠点があった。また、
ビート検出およびマルチパス検出を入力電界レベルの変
化に対して一定の偏差に入れるためには、自動利得制御
増幅器の出力レベルを検波整流するいわゆるAM検波方式
が一般的であり、ビート検出およびマルチパス検出用に
このような増幅器を別に持つ場合が多く、回路が煩雑に
なる欠点があった。
本発明はこのような欠点を除去するもので、IC化が容易
に実現できる中間周波増幅器に用いられるビート検出回
路を提供することを目的とする。
に実現できる中間周波増幅器に用いられるビート検出回
路を提供することを目的とする。
本発明は、複数の差動増幅器が縦続接続された中間周波
増幅回路のビート検出回路において、上記差動増幅器へ
の入力を第一の入力とし、上記差動増幅器からの出力を
第二の入力とし、上記第一の信号を入力とする並列接続
された特性の異なる複数個の差動増幅器を有する二重平
衡型差動増幅器と、この二重平衡型差動増幅器の差動出
力電流のうち少なくとも一方の出力電流を加算する加算
回路と、この加算回路の出力を整流検波する整流回路と
を備えたことを特徴とする。
増幅回路のビート検出回路において、上記差動増幅器へ
の入力を第一の入力とし、上記差動増幅器からの出力を
第二の入力とし、上記第一の信号を入力とする並列接続
された特性の異なる複数個の差動増幅器を有する二重平
衡型差動増幅器と、この二重平衡型差動増幅器の差動出
力電流のうち少なくとも一方の出力電流を加算する加算
回路と、この加算回路の出力を整流検波する整流回路と
を備えたことを特徴とする。
また、二重平衡型差動増幅器には、中間周波増幅回路の
差動増幅器の入力信号を上記第一の入力とする複数個の
差動増幅器のうち、少なくとも１個の差動増幅器のエミ
ッタはそれぞれ抵抗を介して定電流源で駆動され、上記
エミッタ抵抗と定電流源の積を異ならせることでそれぞ
れの差動増幅器の特性を異ならせた複数個の差動増幅器
が並列接続された回路を含んでもよい。
差動増幅器の入力信号を上記第一の入力とする複数個の
差動増幅器のうち、少なくとも１個の差動増幅器のエミ
ッタはそれぞれ抵抗を介して定電流源で駆動され、上記
エミッタ抵抗と定電流源の積を異ならせることでそれぞ
れの差動増幅器の特性を異ならせた複数個の差動増幅器
が並列接続された回路を含んでもよい。
縦続接続された中間周波増幅回路に用いられた差動増幅
器と、この差動増幅器の入力および出力を入力とする二
重平衡型差動増幅器とで構成される両波整流器の逆相出
力電流が加算され、中間周波信号に含まれるキャリア成
分および交流成分が除去された信号が整流検波され平滑
化されてビート検出電圧が生成される。
器と、この差動増幅器の入力および出力を入力とする二
重平衡型差動増幅器とで構成される両波整流器の逆相出
力電流が加算され、中間周波信号に含まれるキャリア成
分および交流成分が除去された信号が整流検波され平滑
化されてビート検出電圧が生成される。
従来例では半波整流方式であるので、中間周波数の低下
とともに大容量になるコンデンサが各段ごとに必要にな
る欠点があったが、本発明では、この欠点が解決されて
いる。
とともに大容量になるコンデンサが各段ごとに必要にな
る欠点があったが、本発明では、この欠点が解決されて
いる。
また、中間周波増幅回路のｎ個の差動増幅器の入力信号
を入力とする利得g0の差動増幅器の個数をｍ個とする
と、それぞれの利得を各段の差動増幅器の利得のｍ乗根
だけ異なるように設定すれば、各段の両波整流器は後段
から順次に飽和し、最後に最前段の差動増幅器が飽和
し、また飽和電流値も均一な値になり、入力レベルがg0
1/m倍ずつ異なるｎ×ｍ個の両波整流器と等価の整流器
回路として動作させることができる。
を入力とする利得g0の差動増幅器の個数をｍ個とする
と、それぞれの利得を各段の差動増幅器の利得のｍ乗根
だけ異なるように設定すれば、各段の両波整流器は後段
から順次に飽和し、最後に最前段の差動増幅器が飽和
し、また飽和電流値も均一な値になり、入力レベルがg0
1/m倍ずつ異なるｎ×ｍ個の両波整流器と等価の整流器
回路として動作させることができる。
以下、本発明実施例装置を図面に基づいて説明する。
第１図は本発明実施例装置の構成を示す回路接続図であ
る。トランジスタQ101〜Q106、Q11〜Q12m、抵抗R101、R
102、R11〜R12mおよび定電流源I01、I11〜I1mは第一段
目の両波整流器を構成し、トランジスタQ201〜Q206、Q
21〜Q22m、抵抗R201、R202、R21〜R22mおよび定電流源I
02、I21〜I2mは第二段目の両波整流器を構成し、トラン
ジスタQn01〜Qn06、Qn1〜Qn2m、抵抗Rn01、Rn02、Rn1〜
Rn2mおよび定電流源I0n、In1〜Inmは第ｎ段目の両波整
流器を構成する。トランジスタQ001およびQ002で構成さ
れる第一の加算回路で第一段目から第ｎ段目までの両波
整流器の正相出力電流が加算され、その出力は抵抗R001
とコンデンサC001とで平滑化されて受信電界検出電圧V
RSSIになる。トランジスタQ003、Q004およびQ005で構成
される第二の加算回路で第一段目から第ｎ段目までの両
波整流器の逆相出力電流が加算され、コンデンサC003で
中間周波信号のキャリア成分が除去され、またコンデン
サC002で交流成分が全て除去される。トランジスタQ006
〜Q013、ダイオードD001およびD002と抵抗R002〜R006で
構成される整流器は両波整流器であり、ここでビート成
分およびマルチパス成分が整流検波され、抵抗R006とコ
ンデンサC004で平滑化されてビート検出電圧VBEATが出
力される。
る。トランジスタQ101〜Q106、Q11〜Q12m、抵抗R101、R
102、R11〜R12mおよび定電流源I01、I11〜I1mは第一段
目の両波整流器を構成し、トランジスタQ201〜Q206、Q
21〜Q22m、抵抗R201、R202、R21〜R22mおよび定電流源I
02、I21〜I2mは第二段目の両波整流器を構成し、トラン
ジスタQn01〜Qn06、Qn1〜Qn2m、抵抗Rn01、Rn02、Rn1〜
Rn2mおよび定電流源I0n、In1〜Inmは第ｎ段目の両波整
流器を構成する。トランジスタQ001およびQ002で構成さ
れる第一の加算回路で第一段目から第ｎ段目までの両波
整流器の正相出力電流が加算され、その出力は抵抗R001
とコンデンサC001とで平滑化されて受信電界検出電圧V
RSSIになる。トランジスタQ003、Q004およびQ005で構成
される第二の加算回路で第一段目から第ｎ段目までの両
波整流器の逆相出力電流が加算され、コンデンサC003で
中間周波信号のキャリア成分が除去され、またコンデン
サC002で交流成分が全て除去される。トランジスタQ006
〜Q013、ダイオードD001およびD002と抵抗R002〜R006で
構成される整流器は両波整流器であり、ここでビート成
分およびマルチパス成分が整流検波され、抵抗R006とコ
ンデンサC004で平滑化されてビート検出電圧VBEATが出
力される。
ここで、両波整流器の正相出力電流は入力信号レベルの
増加に伴い、二重平衡型差動増幅器のカ なる電界検出に両波整流器の正相出力を用い対グランド
間に抵抗を介して電界検出電圧に変換すれば、電源電圧
近くからグランド電位までの広いダイナミックレンジに
渡る電界検出電圧が得られる。
増加に伴い、二重平衡型差動増幅器のカ なる電界検出に両波整流器の正相出力を用い対グランド
間に抵抗を介して電界検出電圧に変換すれば、電源電圧
近くからグランド電位までの広いダイナミックレンジに
渡る電界検出電圧が得られる。
一方、両波整流器の逆相出力電流は二重平衡型 相出力の場合よりも小さいので、（逆相では２、正相で
は∞の比率）対グランド間に抵抗を介して電圧に変換し
ても直流電圧の変化を小さくすることができ、差動で受
けても差動対が飽和することがない。
は∞の比率）対グランド間に抵抗を介して電圧に変換し
ても直流電圧の変化を小さくすることができ、差動で受
けても差動対が飽和することがない。
ところで、両波整流された第一の加算回路および第二の
加算回路の出力には、入力交流振幅の対数値に比例する
直流成分と、入力信号の対数値で示される交流成分すな
わちキャリア成分の対数値と、ビート成分の対数値とが
発生するが、電界検出の場合は直流分のみをまたビート
検出の場合にはビート成分のみを取り出す必要がある。
したがって、第一の加算回路の出力には、キャリア成分
およびビート成分の交流成分を除去するためにコンデン
サC001および抵抗R001から成るローパスフィルタ形式の
平滑化回路が付加されている。さらに、第二の加算器の
出力はコンデンサC003でキャリア成分が除去され、コン
デンサC002でキャリア成分およびビート成分の交流成分
が除去された後に、差動入力の整流器で同相成分である
直流成分を除去するとともにビート成分の交流波を両波
整流し、コンデンサC004および抵抗R006から成るローパ
スフィルタ形式の平滑化回路でビート成分の交流振幅の
対数値に比例した直流電圧が取り出される。
加算回路の出力には、入力交流振幅の対数値に比例する
直流成分と、入力信号の対数値で示される交流成分すな
わちキャリア成分の対数値と、ビート成分の対数値とが
発生するが、電界検出の場合は直流分のみをまたビート
検出の場合にはビート成分のみを取り出す必要がある。
したがって、第一の加算回路の出力には、キャリア成分
およびビート成分の交流成分を除去するためにコンデン
サC001および抵抗R001から成るローパスフィルタ形式の
平滑化回路が付加されている。さらに、第二の加算器の
出力はコンデンサC003でキャリア成分が除去され、コン
デンサC002でキャリア成分およびビート成分の交流成分
が除去された後に、差動入力の整流器で同相成分である
直流成分を除去するとともにビート成分の交流波を両波
整流し、コンデンサC004および抵抗R006から成るローパ
スフィルタ形式の平滑化回路でビート成分の交流振幅の
対数値に比例した直流電圧が取り出される。
さて、中間周波入力信号VINはトランジスタQ101およびQ
102と抵抗R101およびR102とを含む第一段目の差動増幅
器と、トランジスタQ201およびQ202と抵抗R201およびR
202とを含む第二段目の差動増幅器と、トランジスタQ
n01およびQn02と抵抗Rn01およびRn02とを含む第ｎ段目
の差動増幅器とで順次増幅されて、中間周波増幅器出力
信号として出力される。
102と抵抗R101およびR102とを含む第一段目の差動増幅
器と、トランジスタQ201およびQ202と抵抗R201およびR
202とを含む第二段目の差動増幅器と、トランジスタQ
n01およびQn02と抵抗Rn01およびRn02とを含む第ｎ段目
の差動増幅器とで順次増幅されて、中間周波増幅器出力
信号として出力される。
ここで、 R11＝R12、R21＝R22、……Rn1＝Rn2 R13＝R14、R23＝R24、……Rn3＝Rn4 R12m-1＝R12m、R22m-1＝R22m、……、Rn2m-1＝Rn2m にすると、それぞれの二重平衡型差動増幅器を構成する
並列接続されたｍ個の差動増幅器の小信号利得は、第一
段目の二重平衡型差動増幅器では、カレントソースI11
を持つ差動増幅器の利得g11は、 g11＝I11／（2VT＋R11I11 （１） ただし VT＝kT/q （２） k:ボルツマン定数 T:絶対温度 q:単位電子電荷 カレントソースI12を持つ差動増幅器の利得g12は、 g12＝I12／（2VT＋R13I12） （３） カレントソースI1mを持つ差動増幅器の利得g1mは、 g1m＝I1m／（2VT＋R12m-1I1m） （４） ある。
並列接続されたｍ個の差動増幅器の小信号利得は、第一
段目の二重平衡型差動増幅器では、カレントソースI11
を持つ差動増幅器の利得g11は、 g11＝I11／（2VT＋R11I11 （１） ただし VT＝kT/q （２） k:ボルツマン定数 T:絶対温度 q:単位電子電荷 カレントソースI12を持つ差動増幅器の利得g12は、 g12＝I12／（2VT＋R13I12） （３） カレントソースI1mを持つ差動増幅器の利得g1mは、 g1m＝I1m／（2VT＋R12m-1I1m） （４） ある。
同様に、第二段目の二重平衡型差動増幅器でも、 g21＝I21／（2VT＋R21I21） （５） g22＝I22／（2VT＋R23I22） （６） g2m＝I2m／（2VT＋R22m-1I2m） （７） 第ｎ段目の二重平衡型差動増幅器でも、 gn1＝In1／（2VT＋Rn1In1） （８） gn2＝In2／（2VT＋Rn3In2） （９） gnm＝Inm／（2VT＋Rn2m-1Inm） （10） である。
ここで、第一段目から第ｎ段目までの差動増幅器の各段
の利得g01、g02、……、g0nは、 R101＝R102、R201＝R202、……、Rn01＝Rn02とすると、 g01＝R101I01／（2VT） （11） g02＝R201I02／（2VT） （12） g0n＝Rn01I0n／（2VT） （13） と表せる。
の利得g01、g02、……、g0nは、 R101＝R102、R201＝R202、……、Rn01＝Rn02とすると、 g01＝R101I01／（2VT） （11） g02＝R201I02／（2VT） （12） g0n＝Rn01I0n／（2VT） （13） と表せる。
次に、 g12／g11＝g13／g12＝……＝g1m／g1m-1＝1g01 -1/m （1
4） g22／g21＝g23／g22＝……＝g2m／g2m-1＝1g02 -1/m （1
5） gn2／gn1＝gn3／gn2＝……＝gnm／gnm-1＝1g0n -1/m （1
6） とすれば、各段の二重平衡差動増幅器を構成するｍ個の
差動対のそれぞれのエミッタ抵抗の関係は、 Ri1＜Ri3＜……＜Ri2m-1（ｉ＝１、……、ｎ） （17） になる。
4） g22／g21＝g23／g22＝……＝g2m／g2m-1＝1g02 -1/m （1
5） gn2／gn1＝gn3／gn2＝……＝gnm／gnm-1＝1g0n -1/m （1
6） とすれば、各段の二重平衡差動増幅器を構成するｍ個の
差動対のそれぞれのエミッタ抵抗の関係は、 Ri1＜Ri3＜……＜Ri2m-1（ｉ＝１、……、ｎ） （17） になる。
したがって、各段の両波整流器は入力信号V1Nの増加に
より後段のｎ段目から順次飽和して、また任意の段であ
るｉ段（ｉ＝１、……、ｎ）では、二重平衡型差動増幅
器を構成するそれぞれの差動増幅器はカレントソースI
i1を持つ差動増幅器から順次カレントソースIi2、…
…、Iimを持つ差動増幅器へと飽和し最後にカレントソ
ースI1mを持つ差動増幅器が飽和し、この入力信号レベ
ルにより対数中間周波増幅器の動作最大入力信号レベル
が決定される。しかも、入力信号レベルがｉ段では、g
0i 1/m倍に増加する毎に順次飽和する。すなわち、入力
レベルが各段でg0i 1/m倍ずつ異なるｎ×ｍ個の両波整流
器と等価の整流器回路が得られる。したがって、対数特
性も精度の良いほぼ直線的な特性になり、入力信号レベ
ルに対する対数直線の傾きもほぼ一定とみなせ、ビート
成分の検出レベル偏差が入力信号レベルに対してほぼ一
定となることが期待できる。
より後段のｎ段目から順次飽和して、また任意の段であ
るｉ段（ｉ＝１、……、ｎ）では、二重平衡型差動増幅
器を構成するそれぞれの差動増幅器はカレントソースI
i1を持つ差動増幅器から順次カレントソースIi2、…
…、Iimを持つ差動増幅器へと飽和し最後にカレントソ
ースI1mを持つ差動増幅器が飽和し、この入力信号レベ
ルにより対数中間周波増幅器の動作最大入力信号レベル
が決定される。しかも、入力信号レベルがｉ段では、g
0i 1/m倍に増加する毎に順次飽和する。すなわち、入力
レベルが各段でg0i 1/m倍ずつ異なるｎ×ｍ個の両波整流
器と等価の整流器回路が得られる。したがって、対数特
性も精度の良いほぼ直線的な特性になり、入力信号レベ
ルに対する対数直線の傾きもほぼ一定とみなせ、ビート
成分の検出レベル偏差が入力信号レベルに対してほぼ一
定となることが期待できる。
また、中間周波増幅器の総利得gIFとしては、（11）〜
（13）により が得られる。
（13）により が得られる。
例えば、 ｎ＝５、 ｍ＝３、 20 log g0i＝21 dB（ｉ＝１、……、ｎ） とすれば、 20 log g0i n＝105 dB 20 log g0i 1/m＝7dB になり、このときの対数特性のダイナミックレンジは、 になる。
一方、対数特性の精度（LOGARITHMIC ERROR）はシミュ
レーションによれば入力信号レベルVINに対して±0.1dB
と与えられる（第３図参照）。また、入力信号レベルに
対する対数特性の飽和レベルは（４）式で与えられ、十
分大きくすることができる。ビート検出の特性も対数特
性で決り、広い入力信号レベルにわたって高精度のビー
ト検出が可能であり、しかも出力がビートレベルおよび
マルチパスレベルに対して対数特性で得られる利点があ
る（第４図参照）。
レーションによれば入力信号レベルVINに対して±0.1dB
と与えられる（第３図参照）。また、入力信号レベルに
対する対数特性の飽和レベルは（４）式で与えられ、十
分大きくすることができる。ビート検出の特性も対数特
性で決り、広い入力信号レベルにわたって高精度のビー
ト検出が可能であり、しかも出力がビートレベルおよび
マルチパスレベルに対して対数特性で得られる利点があ
る（第４図参照）。
したがって、飽和レベルが高くしかも高精度で広いダイ
ナミックレンジを有する電界検出手段と、ビート検出が
可能なビート検出付対数中間周波増幅回路が得られる。
ナミックレンジを有する電界検出手段と、ビート検出が
可能なビート検出付対数中間周波増幅回路が得られる。
また、対数特性の温度特性もカレントソースの温度特性
と抵抗の温度特性で決定されるが、通常のIC設計の回路
技術により十分に温度特性を小さくすることができる。
と抵抗の温度特性で決定されるが、通常のIC設計の回路
技術により十分に温度特性を小さくすることができる。
本発明は以上説明したように、低い中間周波数から動作
し、電界検出電圧の温度特性に優れ、対数特性の直線性
が十分に改善された飽和入力信号レベルの高い広いダイ
ナミックレンジを有する電界検出手段およびビート検出
・マルチパス検出手段を持つ対数中心周波増幅回路を比
較的小さな回路規模で実現でき、コンデンサを省略する
ことができるので、IC化を容易にする効果がある。
し、電界検出電圧の温度特性に優れ、対数特性の直線性
が十分に改善された飽和入力信号レベルの高い広いダイ
ナミックレンジを有する電界検出手段およびビート検出
・マルチパス検出手段を持つ対数中心周波増幅回路を比
較的小さな回路規模で実現でき、コンデンサを省略する
ことができるので、IC化を容易にする効果がある。
第１図および第２図は本発明実施例回路の構成を示す回
路接続図。 第３図は実施例回路での受信電界検出電圧VRSSIを中間
周波入力信号レベルVIN（dB表示）に対して示した特性
図。 第４図は実施例回路での中間周波入力信号レベルVINに
対してVBEATの直流電圧で示したAM復調特性図。 第５図は従来例回路の構成を示す回路接続図。
路接続図。 第３図は実施例回路での受信電界検出電圧VRSSIを中間
周波入力信号レベルVIN（dB表示）に対して示した特性
図。 第４図は実施例回路での中間周波入力信号レベルVINに
対してVBEATの直流電圧で示したAM復調特性図。 第５図は従来例回路の構成を示す回路接続図。
Claims (2)
- 【請求項１】複数の差動増幅器が縦続接続された中間周
波増幅回路のビート検出回路において、 上記差動増幅器への入力を共通に第一の入力とし、上記
差動増幅器の出力を第二の入力とする上記複数の差動増
幅器の各差動増幅器に対応した二重平衡型差動増幅器を
複数備え、 この二重平衡型差動増幅器の前記第一の入力を共通の入
力とする下段差動増幅器は並列接続された特性の異なる
複数個の差動対から構成され、 上記複数の二重平衡型差動増幅器の位相の相反する差動
出力電流のうち少なくとも一方の同位相の出力電流を加
算する加算回路と、 この加算回路の出力を包絡線検波し得る所定の時定数を
有する整流回路と を備えたことを特徴とするビート検出回路。 - 【請求項２】二重平衡型差動増幅器には、中間周波増幅
回路を構成する各差動増幅器の入力信号を共通に上記第
一の入力とする下段差動増幅器は、並列接続された複数
個の差動対を含み、このうち少なくとも１個の差動対の
エミッタはそれぞれ抵抗を介して定電流源で駆動され、
上記エミッタ抵抗と定電流源の積を異ならせることでそ
れぞれの差動増幅対の特性を異ならせた複数個の差動増
幅器が並列接続された回路を含む特許請求の範囲第
（１）項に記載のビート検出回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24586185A JPH0691375B2 (ja) | 1985-11-01 | 1985-11-01 | ビ−ト検出回路 |
| US06/800,831 US4680553A (en) | 1985-01-18 | 1985-11-22 | Intermediate frequency amplifier with signal strength detection circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24586185A JPH0691375B2 (ja) | 1985-11-01 | 1985-11-01 | ビ−ト検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62105505A JPS62105505A (ja) | 1987-05-16 |
| JPH0691375B2 true JPH0691375B2 (ja) | 1994-11-14 |
Family
ID=17139916
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24586185A Expired - Lifetime JPH0691375B2 (ja) | 1985-01-18 | 1985-11-01 | ビ−ト検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0691375B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL8800510A (nl) * | 1988-02-29 | 1989-09-18 | Philips Nv | Schakeling voor het lineair versterken en demoduleren van een am-gemoduleerd signaal en geintegreerd halfgeleiderelement daarvoor. |
-
1985
- 1985-11-01 JP JP24586185A patent/JPH0691375B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62105505A (ja) | 1987-05-16 |
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