JPH0464212B2 - - Google Patents
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- JPH0464212B2 JPH0464212B2 JP60159364A JP15936485A JPH0464212B2 JP H0464212 B2 JPH0464212 B2 JP H0464212B2 JP 60159364 A JP60159364 A JP 60159364A JP 15936485 A JP15936485 A JP 15936485A JP H0464212 B2 JPH0464212 B2 JP H0464212B2
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Landscapes
- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は無線機等における受信機に関し、
AM・FM受信機に関する。 〔従来の技術〕 AM・FM受信機では、ビート検出機能および
受信電界検出機能を必要とすることが知られてい
る。 ビート検出に対しては、従来はAGC増幅器を
用いて行なつており、受信電界はIF増幅器の各
段の出力を整流しさらに各整流出力を加算して検
出していた。 〔発明が解決しようとする問題点〕 ところが、AGC増幅器によるビート検出では、
検出出来るビート周波数の下限はAGCループの
時定数で決まり、低周波のビート検出は不可能で
あつた。 受信電界検出については、整流器回路にコンデ
ンサが必要でありIC化には不向きであつた。時
にIF増幅器の各段の利得を下げて多段化し、整
流器もIF増幅器の段数だけ増やせば高精度の対
数特性と入力信号レベルに対して偏差の少ないビ
ート検出機能が得られるが、上述した様にコンデ
ンサの数が多くなりIC化には不利である。 更にAM受信機ではAGC増幅器を用いて直線
検波を行なうのが一般的であるが、従来のAGC
増幅回路ではAGCループの応答時間の制限から
高速運転時での自動車ラジオ等ではフエージング
によるＳ／Ｎ劣化が著しいという欠点があつた。 本発明の目的は、低周波からのビート検出機能
と広い入力電力範囲にわたる電界検出機能とを併
せ持つAM・FM受信機を提供することにある。 〔問題点を解決するための手段〕 本発明の電界検出・ビート検出付AM・FM受
信機は、IF増幅器を構成する差動増幅器がｎ段
あり、それぞれの差動増幅器の出力が順次次段の
入力となる様に接続されたIF増幅器を構成し、
前記差動増幅器の各段における出力信号を第１の
入力とし、前記差動増幅器の各段における入力信
号を第２の入力とする２重平衡型差動増幅器が前
記差動増幅器に対応してｎ個あり、前記２重平衡
型差動増幅器の第２の入力が印加される差動増幅
器の各段においてはｍ個の差動対が並列接続さ
れ、前記ｍ個の差動対の利得はそれぞれIF増幅
器を構成する各段の差動増幅器の利得のｍ乗根づ
つ異なるように設定され、さらに前記ｎ個の２重
平衡型差動増幅器のそれぞれの正相出力電流を加
算する第１の加算回路と前記ｎ個の２重平衡型差
動増幅器のそれぞれの逆相出力電流を加算する第
２の加算回路とを有し、前記第２の加算回路の出
力には整流器回路と逆対数変換回路が接続され、
前記第ｎ段の差動増幅器の出力にはリミツタ増幅
器を介してデイスクリミネータとが接続されてい
る。 〔実施例〕 次に本発明について図面を参照して説明する。 第１図は本発明の一実施例を示したものであ
る。トランジスタQ101〜Q12nおよび抵抗R101〜
R12nは第１段目のIF増幅段および両波整流器を
構成し、トランジスタQ201〜Q22nおよび抵抗R201
〜R22nは第２段目のIF増幅段および両波整流器
を構成しトランジスタQo01〜Qo2nおよび抵抗Ro01
〜Ro2nは第ｎ段目のIF増幅段および両波整流器
を構成している。トランジスタQ001，Q002は第１
の加算回路を構成し、第１段目から第ｎ段目まで
の両波整流器の正相出力電流を加算し、出力は抵
抗R001とコンデンサC001とで平滑化されて受信電
界検出電圧VRSSIとなる。 トランジスタQ003，Q004，Q005は第２の加算回
路を構成し、上記第１段目から第ｎ段目までの両
波整流器の逆相出力電流を加算し、コンデンサ
C003によりIFのキヤリア成分が除去されさらにコ
ンデンサC002により交流成分が全て除去される。
トランジスタQ006，Q013、ダイオードD001，D002
および抵抗R002〜R006により構成される整流器は
両波整流器であり、ビート成分およびマルチパス
成分を電流検波し、抵抗R006とコンデンサC004に
より平滑化されてビート検出電圧VBEATとして出
力する。以上で正相出力電流を電界検出に用い、
逆相出力電流をビート検出に使う理由は次のとお
りである。 両波整流器の正相出力電流は入力信号レベルの
増加に伴い２重平衡型差動増幅器のカレントソー
スの総和o 〓i n 〓j Iijの1/2の値（1/2o 〓i n 〓j Iij）から０ま
で変化し、残り電流が０となるために電界検出に
両波整流器の正相出力を用い対グランド間に抵抗
を介して電界検出電圧に変換すれば電源電圧近く
からグランド電位までの広いダイナミツクレンジ
に渡る電界検出電圧が得られる。 一方、逆に両波整流器の逆相出力電流は２重平
衡型差動増幅器のカレントソースの総和o 〓i n 〓j Iijの
１／２の値（1/2o 〓i n 〓j Iij）からの値（o 〓i n 〓j Iij）まで変
化し、従つて変化の比率が正相出力の場合よりも
小さいので（逆相では２、正相では∞の比率）、
対グランド間に抵抗を介して電圧に変換しても直
流電圧の変化を小さく出来、差動で受けても差動
対が飽和することがないように出来る利点があ
る。 ところで、両波整流された第１の加算回路およ
び第２の加算回路の出力には入力交流振幅の対数
値に比例する直流成分とキヤリア成分とビート成
分の対数値とが発生するが、電界検出の場合は直
流分のみを、ビート検出の場合にはビート成分の
みを取り出す必要がある。 従つて本実施例では第１の加算回路の出力には
キヤリア成分あるいはビート成分の交流成分を除
去するためにコンデンサC001、抵抗R001から成る
ローパスフイルタ形式の平滑化回路を付加してい
る。更に、第２の加算器の出力はコンデンサC003
によりキヤリア成分を除去し、コンデンサC002に
よりキヤリア成分およびビート成分の交流成分を
除去した後、差動入力の整流器を付加して、同相
成分である直流成分を除去すると同時にビート成
分の交流波を両波整流し、コンデンサC004、抵抗
R006から成るローパスフイルタ形式の平滑化回路
を付加してビート成分の交流振幅の対数値に比例
した直流電圧を取り出している。また、AM変調
された入力信号については前述の回路で対数検波
された後にトランジスタQ104と抵抗R007，R008と
オペアンプで構成される逆対数変換回路により逆
対数変換を施こされ、これにより等価的に直線検
波されることになる。従つてAM復調信号出力が
AMOUTから出力される。 さて、IF入力信号VINはトランジスタQ101，
Q102および抵抗R101，R102から成る第１段目の差
動増幅器、トランジスタQ201，Q202および抵抗
R201，R202から成る第２段目の差動増幅器、トラ
ンジスタQo01，Qo02、および抵抗Ro01，Ro02から
成る第ｎ段目の差動増幅器により順次増幅されて
IF増幅器出力信号としてリミツタ増幅器に入力
され十分に増幅、リミツテイングされた後にデイ
スクリミネータで復調されてFM復調信号出力
FMOUTとなる。今、 R11＝R12，R21＝R22，…，Ro1＝Ro2 R13＝R14，R23＝R24，…，Ro3＝Ro4 R12n-1＝R12n，R22n-1＝R22n，…， Ro2n-1＝Ro2n とおくと、それぞれの２重平衡型差動増幅器を構
成する並列接続されたｍ個の差動増幅器の小信号
利得g11，…，gonは次のように示される。ただ
し、VT＝kT／ｑ（式）としている（ｋ：ボルツ
マン定数、Ｔ：絶対温度、ｑ：単位電子電荷）。 第１段目の２重平衡型差動増幅器については、
カレントソースI11を持つ差動増幅器の利得g11は g11＝I11／（2VT＋R11I11） カレントソースI12を持つ差動増幅器の利得g12
は g12＝I12／（2VT＋R13I12） カレントソースI1nを持つ差動増幅器の利得g1n
は g1n＝I1n／（2VT＋R12n-1I1n） である。 同様に第２段目の２重平衡型差動増幅器につい
ても g21＝I21／（2VT＋R21I21） g22＝I22／（2VT＋R23I22） g2n＝I2n／（2VT＋R22n-1I2n） 第ｎ段目の２重平衡型差動増幅器についても go1＝Io1／（2VT＋Ro1Io1 go2＝Io2／（2VT＋Ro3Io2 gon＝Ion／（2VT＋Ro2n-1Ion が成り立つ。 ここで第１段目から第ｎ段目までの差動増幅器
の各段の利得はR101＝R102，R201＝R202，…，
Ro01＝Ro02とおくと各段目の差動増幅器の利得
g01，g02，…，g0oは g01＝R101I01／（2VT） g02＝R201I02／（2VT） g0o＝Ro01I0o／（2VT） と表わせる。 次に g12／g11＝g13／g12＝…＝g1n／g1n-1 ＝１／√g01 g22／g21＝g23／g22＝…＝g2n／g2n-1 ＝１／√g02 go2／go1＝go3／go2＝…＝gon／gon-1 ＝１／√g0o とおけば各段の２重平衡型差動増幅器を構成する
ｍ個の差動対のそれぞれのエミツタ抵抗の関係は
次のようになる。 Ri1＜Ri2＜…＜Rin （ｉ＝１，…，ｎ） 従つて、各段の両波整流器
は入力信号VINの増加により後段のｎ段目から順
次飽和して行き、また各段においては例えばｉ段
（ｉ＝１，…，ｎ）においては、２重平衡型差動
増幅器を構成するそれぞれの差動増幅器はカレン
トソースIi1を持つ差動増幅器から順次カレントソ
ース1i2，…，Iinを持つ差動増幅器へと飽和して
行く。従つて最後にカレントソースI1nを持つ差
動増幅器が飽和し、この入力信号レベルにより対
数IF増幅器の動作最大入力信号レベルが決定さ
れる。しかも入力信号レベルがｉ段においては√
g0i倍に増加する毎に順次飽和してゆく。すなわ
ち上記の構成により入力レベルが各段で√g0i 倍
ずつ異なるｎ×ｍ個の両波整流器と等価の整流器
回路が得られる。 従つて、対数特性も精度の良いほぼ直線的な特
性となり、入力信号レベルに対する対数直線の傾
きもほぼ一定とみなせ、ビート成分の検出レベル
偏差が入力信号レベルに対してほぼ一定となるこ
とが期待できる。しかもビートレベル・マルチパ
スレベルに対して検出電圧は対数特性で得られ、
レベル検出が広いダイナミツクレンジにわたつて
可能である。 またAM復調信号も逆対数変換回路を介して逆
対数変換を施すことにより十分に直線的な検波出
力が得られる。従つて十分に低歪率のAM復調信
号が得られることが期待できる。 一方IF増幅器の利得としては〜式により gIF＝o i=1 g0i が得られる。従つてリミツタ増幅器の利得をgLIM
とすればIF部の利得は gTOTAL＝gIF・gLIM で与えられる。 例えば上記でｎ＝５、ｍ＝３、20logg0i＝21dB
（ｉ＝１，…，ｎ）とすればGIF＝20loggIF＝
105dB 20log√g0i ＝7dBと求まる。このときの対
数特性のダイナミツクレンジは o 〓i=1 ・20log√g0i ＝105dB となる。 一方、対数特性の精度（LOGARITHMIFC
ERROR）はシユミレーシヨンによれば入力信号
レベルVINに対して±0.1dBと与えられる。また
入力信号レベルに対する対数特性の飽和レベルは
式で与えられ、十分大きく出来る。ビート検出
の特性も上記に述べた対数特性で決まり広い入力
信号レベルに渡つて高精度のビート検出が可能、
であり、しかも出力がビートレベル・マルチパス
レベルに対して対数特性で与えられ、低周波成分
のビートレベル・マルチパスレベルを検出出来る
利点がある。またFM復調に対してはリミツタ増
幅器の利得gLIMを十分大きくすればAM成分の抑
圧も十分となりデイスクリミネータ出力には十分
良好なFM復調出力が得られる。 よつて飽和レベルの高い、しかも高精度で広い
ダイナミツクレンジを有する電界検出機能とビー
ト検出機能を持つたAM・FM受信機が得られる。 〔発明の効果〕 以上説明したように、本発明はIFを持つスー
パーヘテロダイン方式の受信機において、差動増
幅器と２重平衡型差動増幅器を多段接続して得ら
れるIF増幅回路で、各段の２重平衡型差動増幅
器を構成する差動対が、利得を格段の差動増幅器
の利得のｍ乗根ずつそれぞれ違えた差動対をｍ個
それぞれ相互に並列接続することにより、入力電
圧に対する直流出力の対数特性の直線性を大幅に
改善できる。従つてAM復調も十分広いダイナミ
ツクレンジにわたつて十分小さな偏差で対数検波
が可能となり低歪率のAM復調ができ、ビート検
出・マルチパス検出もできる。 また本回路構成においては２重平衡型差動増幅
器の各相の出力電流波形は同相の両波整流波形と
なるのでコンデンサを用いて直流化しなくてもそ
のまま加算できる。 以上本発明によれば低いIF周波数から動作し
電界検出電圧の温度特性に優れ対数特性がほとん
ど直線的なしかも飽和入力信号レベルが十分に高
く広いダイミツクレンジを有する電界検出機能
と、ビート検出・マルチパス検出機能が持ち低歪
率のAM復調出力が得られるAM・FM両用の受
信機のIF以後を比較的小さな回路規模で実現出
来IC化のメリツトが大きい。しかもフエージン
グ等に強いAM受信機が得られ利点が大きい。
AM・FM受信機に関する。 〔従来の技術〕 AM・FM受信機では、ビート検出機能および
受信電界検出機能を必要とすることが知られてい
る。 ビート検出に対しては、従来はAGC増幅器を
用いて行なつており、受信電界はIF増幅器の各
段の出力を整流しさらに各整流出力を加算して検
出していた。 〔発明が解決しようとする問題点〕 ところが、AGC増幅器によるビート検出では、
検出出来るビート周波数の下限はAGCループの
時定数で決まり、低周波のビート検出は不可能で
あつた。 受信電界検出については、整流器回路にコンデ
ンサが必要でありIC化には不向きであつた。時
にIF増幅器の各段の利得を下げて多段化し、整
流器もIF増幅器の段数だけ増やせば高精度の対
数特性と入力信号レベルに対して偏差の少ないビ
ート検出機能が得られるが、上述した様にコンデ
ンサの数が多くなりIC化には不利である。 更にAM受信機ではAGC増幅器を用いて直線
検波を行なうのが一般的であるが、従来のAGC
増幅回路ではAGCループの応答時間の制限から
高速運転時での自動車ラジオ等ではフエージング
によるＳ／Ｎ劣化が著しいという欠点があつた。 本発明の目的は、低周波からのビート検出機能
と広い入力電力範囲にわたる電界検出機能とを併
せ持つAM・FM受信機を提供することにある。 〔問題点を解決するための手段〕 本発明の電界検出・ビート検出付AM・FM受
信機は、IF増幅器を構成する差動増幅器がｎ段
あり、それぞれの差動増幅器の出力が順次次段の
入力となる様に接続されたIF増幅器を構成し、
前記差動増幅器の各段における出力信号を第１の
入力とし、前記差動増幅器の各段における入力信
号を第２の入力とする２重平衡型差動増幅器が前
記差動増幅器に対応してｎ個あり、前記２重平衡
型差動増幅器の第２の入力が印加される差動増幅
器の各段においてはｍ個の差動対が並列接続さ
れ、前記ｍ個の差動対の利得はそれぞれIF増幅
器を構成する各段の差動増幅器の利得のｍ乗根づ
つ異なるように設定され、さらに前記ｎ個の２重
平衡型差動増幅器のそれぞれの正相出力電流を加
算する第１の加算回路と前記ｎ個の２重平衡型差
動増幅器のそれぞれの逆相出力電流を加算する第
２の加算回路とを有し、前記第２の加算回路の出
力には整流器回路と逆対数変換回路が接続され、
前記第ｎ段の差動増幅器の出力にはリミツタ増幅
器を介してデイスクリミネータとが接続されてい
る。 〔実施例〕 次に本発明について図面を参照して説明する。 第１図は本発明の一実施例を示したものであ
る。トランジスタQ101〜Q12nおよび抵抗R101〜
R12nは第１段目のIF増幅段および両波整流器を
構成し、トランジスタQ201〜Q22nおよび抵抗R201
〜R22nは第２段目のIF増幅段および両波整流器
を構成しトランジスタQo01〜Qo2nおよび抵抗Ro01
〜Ro2nは第ｎ段目のIF増幅段および両波整流器
を構成している。トランジスタQ001，Q002は第１
の加算回路を構成し、第１段目から第ｎ段目まで
の両波整流器の正相出力電流を加算し、出力は抵
抗R001とコンデンサC001とで平滑化されて受信電
界検出電圧VRSSIとなる。 トランジスタQ003，Q004，Q005は第２の加算回
路を構成し、上記第１段目から第ｎ段目までの両
波整流器の逆相出力電流を加算し、コンデンサ
C003によりIFのキヤリア成分が除去されさらにコ
ンデンサC002により交流成分が全て除去される。
トランジスタQ006，Q013、ダイオードD001，D002
および抵抗R002〜R006により構成される整流器は
両波整流器であり、ビート成分およびマルチパス
成分を電流検波し、抵抗R006とコンデンサC004に
より平滑化されてビート検出電圧VBEATとして出
力する。以上で正相出力電流を電界検出に用い、
逆相出力電流をビート検出に使う理由は次のとお
りである。 両波整流器の正相出力電流は入力信号レベルの
増加に伴い２重平衡型差動増幅器のカレントソー
スの総和o 〓i n 〓j Iijの1/2の値（1/2o 〓i n 〓j Iij）から０ま
で変化し、残り電流が０となるために電界検出に
両波整流器の正相出力を用い対グランド間に抵抗
を介して電界検出電圧に変換すれば電源電圧近く
からグランド電位までの広いダイナミツクレンジ
に渡る電界検出電圧が得られる。 一方、逆に両波整流器の逆相出力電流は２重平
衡型差動増幅器のカレントソースの総和o 〓i n 〓j Iijの
１／２の値（1/2o 〓i n 〓j Iij）からの値（o 〓i n 〓j Iij）まで変
化し、従つて変化の比率が正相出力の場合よりも
小さいので（逆相では２、正相では∞の比率）、
対グランド間に抵抗を介して電圧に変換しても直
流電圧の変化を小さく出来、差動で受けても差動
対が飽和することがないように出来る利点があ
る。 ところで、両波整流された第１の加算回路およ
び第２の加算回路の出力には入力交流振幅の対数
値に比例する直流成分とキヤリア成分とビート成
分の対数値とが発生するが、電界検出の場合は直
流分のみを、ビート検出の場合にはビート成分の
みを取り出す必要がある。 従つて本実施例では第１の加算回路の出力には
キヤリア成分あるいはビート成分の交流成分を除
去するためにコンデンサC001、抵抗R001から成る
ローパスフイルタ形式の平滑化回路を付加してい
る。更に、第２の加算器の出力はコンデンサC003
によりキヤリア成分を除去し、コンデンサC002に
よりキヤリア成分およびビート成分の交流成分を
除去した後、差動入力の整流器を付加して、同相
成分である直流成分を除去すると同時にビート成
分の交流波を両波整流し、コンデンサC004、抵抗
R006から成るローパスフイルタ形式の平滑化回路
を付加してビート成分の交流振幅の対数値に比例
した直流電圧を取り出している。また、AM変調
された入力信号については前述の回路で対数検波
された後にトランジスタQ104と抵抗R007，R008と
オペアンプで構成される逆対数変換回路により逆
対数変換を施こされ、これにより等価的に直線検
波されることになる。従つてAM復調信号出力が
AMOUTから出力される。 さて、IF入力信号VINはトランジスタQ101，
Q102および抵抗R101，R102から成る第１段目の差
動増幅器、トランジスタQ201，Q202および抵抗
R201，R202から成る第２段目の差動増幅器、トラ
ンジスタQo01，Qo02、および抵抗Ro01，Ro02から
成る第ｎ段目の差動増幅器により順次増幅されて
IF増幅器出力信号としてリミツタ増幅器に入力
され十分に増幅、リミツテイングされた後にデイ
スクリミネータで復調されてFM復調信号出力
FMOUTとなる。今、 R11＝R12，R21＝R22，…，Ro1＝Ro2 R13＝R14，R23＝R24，…，Ro3＝Ro4 R12n-1＝R12n，R22n-1＝R22n，…， Ro2n-1＝Ro2n とおくと、それぞれの２重平衡型差動増幅器を構
成する並列接続されたｍ個の差動増幅器の小信号
利得g11，…，gonは次のように示される。ただ
し、VT＝kT／ｑ（式）としている（ｋ：ボルツ
マン定数、Ｔ：絶対温度、ｑ：単位電子電荷）。 第１段目の２重平衡型差動増幅器については、
カレントソースI11を持つ差動増幅器の利得g11は g11＝I11／（2VT＋R11I11） カレントソースI12を持つ差動増幅器の利得g12
は g12＝I12／（2VT＋R13I12） カレントソースI1nを持つ差動増幅器の利得g1n
は g1n＝I1n／（2VT＋R12n-1I1n） である。 同様に第２段目の２重平衡型差動増幅器につい
ても g21＝I21／（2VT＋R21I21） g22＝I22／（2VT＋R23I22） g2n＝I2n／（2VT＋R22n-1I2n） 第ｎ段目の２重平衡型差動増幅器についても go1＝Io1／（2VT＋Ro1Io1 go2＝Io2／（2VT＋Ro3Io2 gon＝Ion／（2VT＋Ro2n-1Ion が成り立つ。 ここで第１段目から第ｎ段目までの差動増幅器
の各段の利得はR101＝R102，R201＝R202，…，
Ro01＝Ro02とおくと各段目の差動増幅器の利得
g01，g02，…，g0oは g01＝R101I01／（2VT） g02＝R201I02／（2VT） g0o＝Ro01I0o／（2VT） と表わせる。 次に g12／g11＝g13／g12＝…＝g1n／g1n-1 ＝１／√g01 g22／g21＝g23／g22＝…＝g2n／g2n-1 ＝１／√g02 go2／go1＝go3／go2＝…＝gon／gon-1 ＝１／√g0o とおけば各段の２重平衡型差動増幅器を構成する
ｍ個の差動対のそれぞれのエミツタ抵抗の関係は
次のようになる。 Ri1＜Ri2＜…＜Rin （ｉ＝１，…，ｎ） 従つて、各段の両波整流器
は入力信号VINの増加により後段のｎ段目から順
次飽和して行き、また各段においては例えばｉ段
（ｉ＝１，…，ｎ）においては、２重平衡型差動
増幅器を構成するそれぞれの差動増幅器はカレン
トソースIi1を持つ差動増幅器から順次カレントソ
ース1i2，…，Iinを持つ差動増幅器へと飽和して
行く。従つて最後にカレントソースI1nを持つ差
動増幅器が飽和し、この入力信号レベルにより対
数IF増幅器の動作最大入力信号レベルが決定さ
れる。しかも入力信号レベルがｉ段においては√
g0i倍に増加する毎に順次飽和してゆく。すなわ
ち上記の構成により入力レベルが各段で√g0i 倍
ずつ異なるｎ×ｍ個の両波整流器と等価の整流器
回路が得られる。 従つて、対数特性も精度の良いほぼ直線的な特
性となり、入力信号レベルに対する対数直線の傾
きもほぼ一定とみなせ、ビート成分の検出レベル
偏差が入力信号レベルに対してほぼ一定となるこ
とが期待できる。しかもビートレベル・マルチパ
スレベルに対して検出電圧は対数特性で得られ、
レベル検出が広いダイナミツクレンジにわたつて
可能である。 またAM復調信号も逆対数変換回路を介して逆
対数変換を施すことにより十分に直線的な検波出
力が得られる。従つて十分に低歪率のAM復調信
号が得られることが期待できる。 一方IF増幅器の利得としては〜式により gIF＝o i=1 g0i が得られる。従つてリミツタ増幅器の利得をgLIM
とすればIF部の利得は gTOTAL＝gIF・gLIM で与えられる。 例えば上記でｎ＝５、ｍ＝３、20logg0i＝21dB
（ｉ＝１，…，ｎ）とすればGIF＝20loggIF＝
105dB 20log√g0i ＝7dBと求まる。このときの対
数特性のダイナミツクレンジは o 〓i=1 ・20log√g0i ＝105dB となる。 一方、対数特性の精度（LOGARITHMIFC
ERROR）はシユミレーシヨンによれば入力信号
レベルVINに対して±0.1dBと与えられる。また
入力信号レベルに対する対数特性の飽和レベルは
式で与えられ、十分大きく出来る。ビート検出
の特性も上記に述べた対数特性で決まり広い入力
信号レベルに渡つて高精度のビート検出が可能、
であり、しかも出力がビートレベル・マルチパス
レベルに対して対数特性で与えられ、低周波成分
のビートレベル・マルチパスレベルを検出出来る
利点がある。またFM復調に対してはリミツタ増
幅器の利得gLIMを十分大きくすればAM成分の抑
圧も十分となりデイスクリミネータ出力には十分
良好なFM復調出力が得られる。 よつて飽和レベルの高い、しかも高精度で広い
ダイナミツクレンジを有する電界検出機能とビー
ト検出機能を持つたAM・FM受信機が得られる。 〔発明の効果〕 以上説明したように、本発明はIFを持つスー
パーヘテロダイン方式の受信機において、差動増
幅器と２重平衡型差動増幅器を多段接続して得ら
れるIF増幅回路で、各段の２重平衡型差動増幅
器を構成する差動対が、利得を格段の差動増幅器
の利得のｍ乗根ずつそれぞれ違えた差動対をｍ個
それぞれ相互に並列接続することにより、入力電
圧に対する直流出力の対数特性の直線性を大幅に
改善できる。従つてAM復調も十分広いダイナミ
ツクレンジにわたつて十分小さな偏差で対数検波
が可能となり低歪率のAM復調ができ、ビート検
出・マルチパス検出もできる。 また本回路構成においては２重平衡型差動増幅
器の各相の出力電流波形は同相の両波整流波形と
なるのでコンデンサを用いて直流化しなくてもそ
のまま加算できる。 以上本発明によれば低いIF周波数から動作し
電界検出電圧の温度特性に優れ対数特性がほとん
ど直線的なしかも飽和入力信号レベルが十分に高
く広いダイミツクレンジを有する電界検出機能
と、ビート検出・マルチパス検出機能が持ち低歪
率のAM復調出力が得られるAM・FM両用の受
信機のIF以後を比較的小さな回路規模で実現出
来IC化のメリツトが大きい。しかもフエージン
グ等に強いAM受信機が得られ利点が大きい。
第１図は本発明の電界検出・ビート検出付AM
FM受信機のIF以後を一部ブロツク図を入れた回
路図である。 Q001，…，Qo2n……トランジスタ、R001，…，
R02n……抵抗、D001，D002……ダイオード、
C001，…，C004……コンデンサ、I01，…，Ion…
…定電流源、VIN……IF入力信号、VRSSI……電界
検出出力電圧、VBEAT……ビート検出出力電圧、
AMOUT……AM復調出力、FMOUT……FM復
調出力。
FM受信機のIF以後を一部ブロツク図を入れた回
路図である。 Q001，…，Qo2n……トランジスタ、R001，…，
R02n……抵抗、D001，D002……ダイオード、
C001，…，C004……コンデンサ、I01，…，Ion…
…定電流源、VIN……IF入力信号、VRSSI……電界
検出出力電圧、VBEAT……ビート検出出力電圧、
AMOUT……AM復調出力、FMOUT……FM復
調出力。
Claims (1)
- １ 縦続接続されたｎ段の差動増幅器でIF増幅
器を構成し、前記差動増幅器の各段における出力
信号を第１の入力とし、前記差動増幅器の各段に
おける入力信号を第２の入力とする２重平衡型差
動増幅器がｎ個あり、前記２重平衡型差動増幅器
の第２の入力が印加される差動増幅器の各段にお
いてはｍ個の差動対が並列接続され、前記ｍ個の
差動対の利得はそれぞれIF増幅器を構成する各
段の差動増幅器の利得のｍ乗根づつ異なるように
設定され、さらに前記ｎ個の２重平衡型差動増幅
器のそれぞれの正相出力電流を加算する第１の加
算回路と逆相出力電流を加算する第２の加算回路
とを有することを特徴とする受信機。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60159364A JPS6220427A (ja) | 1985-07-18 | 1985-07-18 | 受信機 |
| US06/800,831 US4680553A (en) | 1985-01-18 | 1985-11-22 | Intermediate frequency amplifier with signal strength detection circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60159364A JPS6220427A (ja) | 1985-07-18 | 1985-07-18 | 受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6220427A JPS6220427A (ja) | 1987-01-29 |
| JPH0464212B2 true JPH0464212B2 (ja) | 1992-10-14 |
Family
ID=15692223
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60159364A Granted JPS6220427A (ja) | 1985-01-18 | 1985-07-18 | 受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6220427A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0338464U (ja) * | 1989-08-25 | 1991-04-15 |
-
1985
- 1985-07-18 JP JP60159364A patent/JPS6220427A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6220427A (ja) | 1987-01-29 |
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