JPH026660Y2 - - Google Patents
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- JPH026660Y2 JPH026660Y2 JP1979184320U JP18432079U JPH026660Y2 JP H026660 Y2 JPH026660 Y2 JP H026660Y2 JP 1979184320 U JP1979184320 U JP 1979184320U JP 18432079 U JP18432079 U JP 18432079U JP H026660 Y2 JPH026660 Y2 JP H026660Y2
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- Japan
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- signal
- amplifier
- output
- frequency
- signals
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 13
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 5
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 5
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 5
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 2
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- 230000002542 deteriorative effect Effects 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 1
Landscapes
- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
本考案は入力信号周波数を中間周波数に変換し
て増幅する高利得増幅器に関する。
て増幅する高利得増幅器に関する。
例えばコンデンサ、インダクタ等の回路素子の
回路定数測定装置におけるインピーダンス−電圧
変換回路において、回路素子に流れる電流とと基
準抵抗器に流れる電流とを正確に等しくして正確
な測定を行うために高利得増幅器が使用される。
この方式を使用した回路素子定数測定装置は例え
ば特許第815037号に述べられている。
回路定数測定装置におけるインピーダンス−電圧
変換回路において、回路素子に流れる電流とと基
準抵抗器に流れる電流とを正確に等しくして正確
な測定を行うために高利得増幅器が使用される。
この方式を使用した回路素子定数測定装置は例え
ば特許第815037号に述べられている。
上記特許の明細書には高利得増幅器の具体的構
成について詳述されていないが、第１図に示した
高利得増幅器が従来技術として知られている。図
示の回路は高利得増幅器を一部に含み（点線で囲
んだ部分）、信号源１により供試素子３（例えば
コンデンサ）に流れる電流がすべて基準抵抗器２
１に流れるように制御し、出力端子２５より供試
素子３のアドミタンスに比例した出力電圧をうる
ものである。即ち、増幅器５の反転入力端子が殆
んど仮想接地点となるように制御するものであ
る。詳述すれば、増幅器５の出力信号を２分して
それぞれ位相検波器７，９に印加する。位相検波
器７，９は信号源１の出力信号および該出力信号
を90゜移相器２３にて移相した信号を基準信号と
してそれぞれ入力信号を位相検波し、直流出力信
号を発生する。各直流出力信号は積分器１１，１
３により積分され、積分出力信号は掛算器１５，
１７の一方の入力端子に印加される。掛算器１
５，１７の他方の入力端子には信号源１の出力信
号および移相器２３の出力信号がそれぞれ印加さ
れ、掛算器１５，１７の出力には信号源１の周波
数に等しい周波数をもつ交流信号が発生される。
掛算器１５，１７の出力信号は加算器１９で加算
され、加算器１９出力が出力端子２５に出力信号
として送出されると共に、帰還信号として基準抵
抗器２１を介して増幅器５の反転入力端子に帰還
される。ここで増幅器５、位相検波器７，９、積
分器１１，１３、掛算器１５，１７および加算器
１９より成る回路は一個の増幅器１０として考え
ることができる。そしてこの増幅器１０は交流信
号を直流信号に一度変換して増幅するものである
から、信号源１の信号周波数が高い場合であつて
も高利得をうることができる。即ち、積分器１
１，１３が低周波において高い増幅度を示すから
である。勿論、直流において理想積分器の増幅度
である無限大の増幅度は実際には実現出来ない
が、使用する演算増幅器などで決まる極めて大き
な増幅度をうることはできる。したがつて増幅器
５の反転入力端子は殆んど仮想接地点となり供試
素子３に流れる電流と基準抵抗器２１に流れる電
流とが等しくなる。また発振等の回路が不安定に
なることはない。したがつて、出力端子２５には
供試素子３のアドミタンスに正確に比例した信号
が得られ、この信号を同期整流すれば供試素子３
の容量値、損失抵抗等を知ることができる。しか
しながらこの増幅器１０では、増幅器５の増幅度
を大きくすると特に高周波数帯における雑音のた
めに位相検波器７，９が飽和して正常な動作を行
なわなくなる。信号源１の周波数を広帯域にわた
つて変化させる場合、移相器２３によつて広帯域
にわたつて90゜移相信号を作るのは困難である。
増幅器１０の精度を悪化させる原因である位相検
波器７，９の直流オフセツト信号（入力交流信号
が零のときに出力に生ずる直流信号）が広周波数
帯域にわたつて小さい位相検波器を作るのは困難
である、等の欠点があつた。
成について詳述されていないが、第１図に示した
高利得増幅器が従来技術として知られている。図
示の回路は高利得増幅器を一部に含み（点線で囲
んだ部分）、信号源１により供試素子３（例えば
コンデンサ）に流れる電流がすべて基準抵抗器２
１に流れるように制御し、出力端子２５より供試
素子３のアドミタンスに比例した出力電圧をうる
ものである。即ち、増幅器５の反転入力端子が殆
んど仮想接地点となるように制御するものであ
る。詳述すれば、増幅器５の出力信号を２分して
それぞれ位相検波器７，９に印加する。位相検波
器７，９は信号源１の出力信号および該出力信号
を90゜移相器２３にて移相した信号を基準信号と
してそれぞれ入力信号を位相検波し、直流出力信
号を発生する。各直流出力信号は積分器１１，１
３により積分され、積分出力信号は掛算器１５，
１７の一方の入力端子に印加される。掛算器１
５，１７の他方の入力端子には信号源１の出力信
号および移相器２３の出力信号がそれぞれ印加さ
れ、掛算器１５，１７の出力には信号源１の周波
数に等しい周波数をもつ交流信号が発生される。
掛算器１５，１７の出力信号は加算器１９で加算
され、加算器１９出力が出力端子２５に出力信号
として送出されると共に、帰還信号として基準抵
抗器２１を介して増幅器５の反転入力端子に帰還
される。ここで増幅器５、位相検波器７，９、積
分器１１，１３、掛算器１５，１７および加算器
１９より成る回路は一個の増幅器１０として考え
ることができる。そしてこの増幅器１０は交流信
号を直流信号に一度変換して増幅するものである
から、信号源１の信号周波数が高い場合であつて
も高利得をうることができる。即ち、積分器１
１，１３が低周波において高い増幅度を示すから
である。勿論、直流において理想積分器の増幅度
である無限大の増幅度は実際には実現出来ない
が、使用する演算増幅器などで決まる極めて大き
な増幅度をうることはできる。したがつて増幅器
５の反転入力端子は殆んど仮想接地点となり供試
素子３に流れる電流と基準抵抗器２１に流れる電
流とが等しくなる。また発振等の回路が不安定に
なることはない。したがつて、出力端子２５には
供試素子３のアドミタンスに正確に比例した信号
が得られ、この信号を同期整流すれば供試素子３
の容量値、損失抵抗等を知ることができる。しか
しながらこの増幅器１０では、増幅器５の増幅度
を大きくすると特に高周波数帯における雑音のた
めに位相検波器７，９が飽和して正常な動作を行
なわなくなる。信号源１の周波数を広帯域にわた
つて変化させる場合、移相器２３によつて広帯域
にわたつて90゜移相信号を作るのは困難である。
増幅器１０の精度を悪化させる原因である位相検
波器７，９の直流オフセツト信号（入力交流信号
が零のときに出力に生ずる直流信号）が広周波数
帯域にわたつて小さい位相検波器を作るのは困難
である、等の欠点があつた。
本考案は上記欠点を除去するためになされたも
ので、本考案の目的は広周波数帯域にわたつて正
確な動作を実現できる高利得増幅器を提供せんと
するものである。本考案によれば増幅器の入力信
号の周波数は中間周波数に変換され、中間周波信
号を位相検波、積分、掛算、加算しそしてさらに
入力信号周波数に変換する動作が行なわれる。以
下図面を用いて本考案を詳細に説明する。
ので、本考案の目的は広周波数帯域にわたつて正
確な動作を実現できる高利得増幅器を提供せんと
するものである。本考案によれば増幅器の入力信
号の周波数は中間周波数に変換され、中間周波信
号を位相検波、積分、掛算、加算しそしてさらに
入力信号周波数に変換する動作が行なわれる。以
下図面を用いて本考案を詳細に説明する。
第２図は本考案による中間周波数変換型増幅器
を使用したインピーダンス−電圧変換回路のブロ
ツク図である。本考案の理解を容易にするために
本考案による中間周波数変換型増幅器をインピー
ダンス−電圧変換回路に応用した場合を示したも
のである。点線で囲んだ部分が本考案による中間
周波数変換型増幅器である。第１図と同一部分に
は同一符号を付して示した。信号源１の出力信号
は選択的にその出力周波数が変化される広周波数
帯域の信号であつて（周波数S＝５Hz〜13MHz）、
それは供試素子３を介して第１増幅器２７の反転
入力端子に印加される。非反転入力端子は基準電
位点に接続される。第１混合器２９は第１増幅器
２７と混合器３７との出力信号を受信し中間周波
信号（周波数IF、例えば100KHz）を発生する。
混合器３７は信号源１の出力信号と中間周波信号
源３５（出力周波数IF、例えば100KHz）との出
力信号を受信し、周波数がS＋IFの出力信号を発
生する。第２増幅器３１は第１混合器２９の出力
信号を増幅して第１、第２位相検波器７，９の一
方の入力端子に印加する。第１、第２位相検波器
７，９の他方の入力端子には中間周波信号源３５
の出力信号および該出力信号を90゜移相器３９で
移相した信号がそれぞれ印加され、両出力端には
第２増幅器３１の出力信号中の0゜成分、90゜成分
に応じた直流出力信号がそれぞれ発生される。第
１、第２積分器１１，１３は位相検波器７，９の
出力信号をそれぞれ積分し、積分出力信号を第
１、第２掛算器１５，１７の一方の入力端子にそ
れぞれ印加する。第１、第２掛算器１５，１７の
他方の入力端子には基準信号源４１（出力周波数
R、例えば40MHz）の出力信号および該出力信号
を90゜移相器４３で90゜移相した信号がそれぞれ印
加される。したがつて、第１、第２掛算器１５，
１７の出力端子には、第１、第２積分器１１，１
３の出力振幅に応じた振幅をもち、周波数Rの交
流信号が発生される。両交流出力信号は加算器１
９で加算され、加算信号は第２混合器３３の一方
の入力端子に印加される。第２混合器３３の他方
の入力端子には、混合器４５の出力信号（周波数
S＋R）が印加される。混合器４５は信号源１と
基準信号源４１との出力信号を受信し、周波数が
S＋Rの出力信号を発生するものである。したが
つて、第２混合器３３の出力信号は周波数が信号
源１の出力周波数と等しく、且つ位相は第１増幅
器２７の反転入力端子の信号と180゜異なる信号と
なる。該出力信号は基準抵抗器２１を介して第１
増幅器２７の反転入力端子に帰還されると共に、
出力端子２５より出力信号として送出される。こ
のように構成すると、もし第１増幅器２７の反転
入力端子の電圧が零でない場合には、この電圧は
第１増幅器２７で増幅された後、第１混合器２９
で周波数が一定の中間周波数に変換された後、さ
らに第２増幅器３１で増幅され、そして第１、第
２位相検波器７，９によつて0゜成分と90゜成分と
に別けて検出される。その両成分はそれぞれ積分
器で平滑され掛算器１５，１７で交流成分に変換
された後加算器１９で合成される。そして合成成
分は第２混合器３３で入力周波数に等しい周波数
に変換される。第２混合器３３の出力信号の位相
は第１増幅器２７の反転入力端子の電圧の位相と
180゜異なり、振幅は第１、第２積分器１１，１３
の出力の増大と共に増大し、その結果第１増幅器
２７の反転入力端子の電圧が零となるように制御
される。
を使用したインピーダンス−電圧変換回路のブロ
ツク図である。本考案の理解を容易にするために
本考案による中間周波数変換型増幅器をインピー
ダンス−電圧変換回路に応用した場合を示したも
のである。点線で囲んだ部分が本考案による中間
周波数変換型増幅器である。第１図と同一部分に
は同一符号を付して示した。信号源１の出力信号
は選択的にその出力周波数が変化される広周波数
帯域の信号であつて（周波数S＝５Hz〜13MHz）、
それは供試素子３を介して第１増幅器２７の反転
入力端子に印加される。非反転入力端子は基準電
位点に接続される。第１混合器２９は第１増幅器
２７と混合器３７との出力信号を受信し中間周波
信号（周波数IF、例えば100KHz）を発生する。
混合器３７は信号源１の出力信号と中間周波信号
源３５（出力周波数IF、例えば100KHz）との出
力信号を受信し、周波数がS＋IFの出力信号を発
生する。第２増幅器３１は第１混合器２９の出力
信号を増幅して第１、第２位相検波器７，９の一
方の入力端子に印加する。第１、第２位相検波器
７，９の他方の入力端子には中間周波信号源３５
の出力信号および該出力信号を90゜移相器３９で
移相した信号がそれぞれ印加され、両出力端には
第２増幅器３１の出力信号中の0゜成分、90゜成分
に応じた直流出力信号がそれぞれ発生される。第
１、第２積分器１１，１３は位相検波器７，９の
出力信号をそれぞれ積分し、積分出力信号を第
１、第２掛算器１５，１７の一方の入力端子にそ
れぞれ印加する。第１、第２掛算器１５，１７の
他方の入力端子には基準信号源４１（出力周波数
R、例えば40MHz）の出力信号および該出力信号
を90゜移相器４３で90゜移相した信号がそれぞれ印
加される。したがつて、第１、第２掛算器１５，
１７の出力端子には、第１、第２積分器１１，１
３の出力振幅に応じた振幅をもち、周波数Rの交
流信号が発生される。両交流出力信号は加算器１
９で加算され、加算信号は第２混合器３３の一方
の入力端子に印加される。第２混合器３３の他方
の入力端子には、混合器４５の出力信号（周波数
S＋R）が印加される。混合器４５は信号源１と
基準信号源４１との出力信号を受信し、周波数が
S＋Rの出力信号を発生するものである。したが
つて、第２混合器３３の出力信号は周波数が信号
源１の出力周波数と等しく、且つ位相は第１増幅
器２７の反転入力端子の信号と180゜異なる信号と
なる。該出力信号は基準抵抗器２１を介して第１
増幅器２７の反転入力端子に帰還されると共に、
出力端子２５より出力信号として送出される。こ
のように構成すると、もし第１増幅器２７の反転
入力端子の電圧が零でない場合には、この電圧は
第１増幅器２７で増幅された後、第１混合器２９
で周波数が一定の中間周波数に変換された後、さ
らに第２増幅器３１で増幅され、そして第１、第
２位相検波器７，９によつて0゜成分と90゜成分と
に別けて検出される。その両成分はそれぞれ積分
器で平滑され掛算器１５，１７で交流成分に変換
された後加算器１９で合成される。そして合成成
分は第２混合器３３で入力周波数に等しい周波数
に変換される。第２混合器３３の出力信号の位相
は第１増幅器２７の反転入力端子の電圧の位相と
180゜異なり、振幅は第１、第２積分器１１，１３
の出力の増大と共に増大し、その結果第１増幅器
２７の反転入力端子の電圧が零となるように制御
される。
ここで、第２図の点線で囲んだ増幅器２０は第
１図に示した増幅器と同様に一度直流に変換する
ものであるから、信号源１の信号周波数が高い場
合であつても高利得を得ることができ、第１増幅
器２７の反転入力端子が殆んど仮想接地点になる
ように制御できる。したがつて供試素子３に流れ
る電流と基準抵抗器２１に流れる電流とを正確に
等しくすることができる。また発振等の現象も生
じない。
１図に示した増幅器と同様に一度直流に変換する
ものであるから、信号源１の信号周波数が高い場
合であつても高利得を得ることができ、第１増幅
器２７の反転入力端子が殆んど仮想接地点になる
ように制御できる。したがつて供試素子３に流れ
る電流と基準抵抗器２１に流れる電流とを正確に
等しくすることができる。また発振等の現象も生
じない。
さらに本考案によれば、第２増幅器３１は入力
信号の周波数に関係なく中間周波信号を増幅する
ものであり、第２増幅器３１の帯域幅を第１増幅
器２７の帯域幅よりも狭くできるから出力雑音を
小さくすることができる。また第１、第２位相検
波器７，９は中間周波信号で、第１、第２掛算器
１５，１７も一定の周波数でそれぞれ位相検波、
掛算を行うので簡単に90゜移相信号を作ることが
できる。また第１、第２位相検波器７，９は中間
周波信号で位相検波されるので、これら位相検波
器の直流オフセツト信号を信号源１の周波数に無
関係に小さくすることができる。即ち、信号源１
の広周波数帯域にわたつて、供試素子３に流れる
電流と基準抵抗器２１に流れる電流とを正確に等
しくすることができる。さらに、積分出力信号か
ら第２混合器３３の出力信号を得るための２信号
の周波数RとR＋Sは、実施例に示すとおり入力
信号周波数Sに比べ十分高く選べるから、本増幅
器の出力側に現れる変調積やスプリアスの周波数
も入力信号周波数に比べ十分高く、容易にそれら
を濾波除去できるので、入力信号成分のみを出力
として得ることが出来る。この特長は、前述のイ
ンピーダンス−電圧変換回路において極めて好ま
しい特性である。以上説明したことより明らかな
ように、本考案を用いれば入力信号に正確に対応
した出力信号を得ることができる。
信号の周波数に関係なく中間周波信号を増幅する
ものであり、第２増幅器３１の帯域幅を第１増幅
器２７の帯域幅よりも狭くできるから出力雑音を
小さくすることができる。また第１、第２位相検
波器７，９は中間周波信号で、第１、第２掛算器
１５，１７も一定の周波数でそれぞれ位相検波、
掛算を行うので簡単に90゜移相信号を作ることが
できる。また第１、第２位相検波器７，９は中間
周波信号で位相検波されるので、これら位相検波
器の直流オフセツト信号を信号源１の周波数に無
関係に小さくすることができる。即ち、信号源１
の広周波数帯域にわたつて、供試素子３に流れる
電流と基準抵抗器２１に流れる電流とを正確に等
しくすることができる。さらに、積分出力信号か
ら第２混合器３３の出力信号を得るための２信号
の周波数RとR＋Sは、実施例に示すとおり入力
信号周波数Sに比べ十分高く選べるから、本増幅
器の出力側に現れる変調積やスプリアスの周波数
も入力信号周波数に比べ十分高く、容易にそれら
を濾波除去できるので、入力信号成分のみを出力
として得ることが出来る。この特長は、前述のイ
ンピーダンス−電圧変換回路において極めて好ま
しい特性である。以上説明したことより明らかな
ように、本考案を用いれば入力信号に正確に対応
した出力信号を得ることができる。
なお、第１増幅器２７は必ずしも必要ではな
く、第１混合器２９の一方の入力端子に入力信号
および帰還信号を導入するようにしてもよい。ま
た第１、第２掛算器１５，１７の出力信号を各別
の混合器に印加し、周波数変換をなした後加算す
るようにしてもよい。
く、第１混合器２９の一方の入力端子に入力信号
および帰還信号を導入するようにしてもよい。ま
た第１、第２掛算器１５，１７の出力信号を各別
の混合器に印加し、周波数変換をなした後加算す
るようにしてもよい。
第１図は従来の中間周波数変換型増幅器を一部
に含んだインピーダンス−電圧変換回路のブロツ
ク図、第２図は本考案による中間周波数変換型増
幅器を一部に含んだインピーダンス−電圧変換型
増幅器のブロツク図である。 １：信号源、３：供試素子、５，２７，３１：
増幅器、７，９：位相検波器、１１，１３：積分
器、１５，１７：掛算器、１９：加算器、２１：
基準抵抗器、２９，３３，３７，４５：混合器、
３９，４３：90゜移相器、３５：中間周波信号源、
４１：基準信号源。
に含んだインピーダンス−電圧変換回路のブロツ
ク図、第２図は本考案による中間周波数変換型増
幅器を一部に含んだインピーダンス−電圧変換型
増幅器のブロツク図である。 １：信号源、３：供試素子、５，２７，３１：
増幅器、７，９：位相検波器、１１，１３：積分
器、１５，１７：掛算器、１９：加算器、２１：
基準抵抗器、２９，３３，３７，４５：混合器、
３９，４３：90゜移相器、３５：中間周波信号源、
４１：基準信号源。
Claims (1)
- 広帯域入力周波数範囲を有する交流入力信号を
第１信号により中間周波数信号に変換する混合器
と、該中間周波数信号を狭帯域増幅するための増
幅器と、該増幅器の出力信号の0゜成分と90゜成分
をそれぞれ検出する第１、第２位相検波回路と、
前記0゜成分と90゜成分をそれぞれ積分する第１、
第２積分器と、該第１、第２積分器の出力信号を
それぞれ相互に90゜位相が異なる第１、第２基準
交流信号で変調する第１、第２掛算器の出力を加
算し第２信号と混合して出力する混合手段とを有
し、前記第１信号を前記交流入力信号と前記第
１、第２位相検波回路の検波信号との混合信号と
し、前記第１、第２基準交流信号と前記交流入力
信号との混合信号を前記第２信号とし、前記第
１、第２基準交流信号と前記第２信号の周波数を
前記交流入力信号の周波数より高く選んだことを
特徴とする中間周波数変換型増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1979184320U JPH026660Y2 (ja) | 1979-12-28 | 1979-12-28 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1979184320U JPH026660Y2 (ja) | 1979-12-28 | 1979-12-28 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5699479U JPS5699479U (ja) | 1981-08-05 |
| JPH026660Y2 true JPH026660Y2 (ja) | 1990-02-19 |
Family
ID=29694543
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1979184320U Expired JPH026660Y2 (ja) | 1979-12-28 | 1979-12-28 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH026660Y2 (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS53122477A (en) * | 1977-03-31 | 1978-10-25 | Shimadzu Corp | End control system of auto balance circuit in eddy current flaw detector |
-
1979
- 1979-12-28 JP JP1979184320U patent/JPH026660Y2/ja not_active Expired
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS53122477A (en) * | 1977-03-31 | 1978-10-25 | Shimadzu Corp | End control system of auto balance circuit in eddy current flaw detector |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5699479U (ja) | 1981-08-05 |
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