JPH0618298Y2

JPH0618298Y2 - インピ−ダンス・電圧変換器

Info

Publication number: JPH0618298Y2
Application number: JP1986029372U
Authority: JP
Inventors: 富雄若杉
Original assignee: 横河・ヒユ−レツト・パツカ−ド株式会社
Priority date: 1986-02-28
Filing date: 1986-02-28
Publication date: 1994-05-11
Anticipated expiration: 2001-02-28
Also published as: JPS62141768U

Description

【考案の詳細な説明】〈考案の技術分野〉本考案は、被測定素子のインピーダンス・電圧変換器、
特に電流検出回路において、測定信号に同相な電流成分
と直交する電流成分を独立に検出し、各成分を高精度で
測定できるようにした装置に関する。

〈従来技術とその問題点〉第２図は従来例の横河・ヒューレット・パッカード
（株）製ＨＰ４２７７Ａにおいて使用されるインピーダ
ンス・電圧変換器を示している。正弦波信号源１、信号
源抵抗２、被測定素子(3)の直列回路に流れる電流は、
全て帰還抵抗２５に流れるように構成される。なお正弦
波信号源１と信号源抵抗２とは接地された測定信号源と
して測定信号を被測定素子３の一端に供給している。

正常に動作しているこの変換器では、素子３と抵抗２５
の交点より事実上無視できる程度の電流が電流検出抵抗
５に流れ、増幅器４の反転入力端子電位は事実上接地電
位になる。

抵抗５と増幅器４は電流電圧変換器として機能し、その
出力は増幅器６と異常レベル検出回路２４に入力され
る。回路２４は、素子３が短絡等の異常状態を生ずる
と、そのレベルを検出して、警報信号を他の装置に伝送
するものである。

増幅器６に出力は、同期整流器７，８に同時に入力さ
れ、それぞれ線路１１１，１１２上の駆動信号によって
同時整流される。これら２つの駆動信号は、駆動信号発
生器１１で発生され、信号源１の信号と同一周波数で一
定の位相関係を持ち、互いに位相が９０°異なる。駆動
信号発生器１１は、まず信号源１の信号を入力して、そ
の信号と一定位相関係にある位相基準信号を生成する。
つぎに位相基準信号と同相の駆動信号と直交位相の駆動
信号とを発生する。該位相基準信号は直交正弦波発生器
２３にも位相基準を与えるために供給される。

整流器７，８で整流された信号はそれぞれ積分器Ｉ（積
分抵抗９、積分コンデンサ１３と増幅器１２で構成）と
積分器11（積分抵抗１０、積分コンデンサ１６と増幅器
１５で構成）で積分される。

積分器は、増幅器１２，１５の出力と反転入力端子間に
容量１３，１６を、積分器入力端子と増幅器１２，１５
の反転入力端子間に抵抗９，１０をそれぞれ接続して構
成する。

両積分器の出力はそれぞれ変調器１８，１９で直交正弦
波発生器２３の２つの直交正弦波の各々に乗ぜられ、変
調された出力を加算器２０に入力する。

変調器１８，１９に入力される正弦波と整流器７，８に
入力される駆動信号はそれぞれ事実上同位相となるよう
に構成される。しかし、本変換器の性能を微調整し、安
定度を向上させるときは、発生器１１の駆動信号と、発
生器２３の正弦波信号間に一定の位相差φ°を与えるた
めに、移相器２６を両発生器間に設ける場合もある。

加算器２０の出力信号は緩衝増幅器２１を経由して、抵
抗２５に帰還され、同時に変換器出力端子２２から後続
する図示されないベクトル比算出回路に入力される。ベ
クトル比算出回路は、被測定素子３の入力側端子３０１
の電圧に対し、前記出力端子２２の信号の前記端子３０
１の電圧と同相な成分および直交する成分を同期検波で
求め、前者に対する後２者の比を算出する。

さらに他の第２の従来例は、ＨＰ４２７０Ａオートマチ
ック・キャパシタンス・ブリッジにおいて実施され実用
新案出願公告昭４８−３９６５６に開示された装置であ
る。

第３図はその実施例を示すブロック図である。図におい
て１１Ａは信号源、１３Ａは増幅器、１５Ａは供試コン
デンサで、増幅器１３Ａの入力側には信号源１１Ａの出
力信号ｅ_ｉが印加され、そして増幅器１３Ａの出力ｅ_ｘ
は端子１７Ａ，１９Ａ間に接続された供試コンデンサ１
５Ａに印加される。

２３Ａは帰還インピーダンス素子２５Ａを含む第１反転
増幅器で、その入力側には第１可変減衰器２１Ａを介し
て前記信号電圧ｅ_ｉが印加される。２７Ａは前記第１の
反転増幅器２３Ａの出力側に接続された標準コンデンサ
素子である。３３Ａは帰還インピーダンス素子３５Ａを
含む第２反転増幅器で、その入力側には第２可変減衰器
３１Ａを介して前記信号電圧ｅ_ｉが印加される。

３７Ａは前記第２反転増幅器３３Ａの出力側に接続され
た標準コンダクタンス素子である。前記標準コンデンサ
素子２７Ａおよび標準コンダクタンス素子３７Ａの他端
はそれぞれ前記接続端子１９Ａと共に共通端子２９Ａへ
接続される。５１Ａは前記共通端子２９Ａと基準電位点
との間に接続された検出器である。前記のように構成さ
れた装置において、第１および第２可変減衰器２１Ａ，
３１Ａを加減して、検出器５１Ａに流れる電流ｉ_ｏを零
にする。第１反転増幅器２３Ａの出力電流ｉ_ｃは前記ｅ
_ｘと直交位相であり、第２反転増幅器３３Ａの出力電流
ｉ_Ｇはｅ_ｘと同相となる。供試コンデンサ１５の容量値
Ｃ_ｘと並列コンダクタンス値Ｇ_ｘは、前記第１および第
２可変減衰器２１Ａ，３１Ａの設定値からそれぞれ求め
られる。

しかしながら前記の従来例には下記の改良すべき点があ
った。

(1)前記第１の従来例では、前記出力端子２２から出力
される信号をベクトル比算出回路で同期検波する必要が
ある。ベクトル比算出回路は、複雑な同期検波を含み高
価である。

また同期検波の結果生じる同相成分と直交成分の絶対値
の比が１から大きくずれると、小さい方の精度が悪化す
る。これは、例えば損失の非常に小さなコンデンサの損
失分を正しく求める時に問題となる。

(2)前記第２の従来例では、高価な標準コンデンサが必
要である。かつ、位相推移の小さな可変減衰器が必要で
ありその製作および調整の費用がかさむ。さらにまたこ
の減衰器は機械的なリレーにより自動的に素子を切り換
えて設定変更するため低速である。

また、検出部５１Ａは、同期検波を含むものであり前記
(1)において述べたように高価である。

〈考案の目的〉本考案の目的は、被測定素子に流れる電流を、被測定素
子に印加される電圧と同相な成分および直交する成分に
分解し、それらを各々独立に設定した感度で増幅出力す
ることにより、前記の改良すべき点を解消することであ
る。

〈考案の実施例〉第１図は、本考案の１実施例を示す。この実施例は、第
２図の従来例において、加算器２０と緩衝増幅器２１を
除き、新たに２つの緩衝増幅器２１１，２１２と抵抗２
５１を付加したものである。

変調器１８の出力は増幅器２１１で増幅された後抵抗２
５１を介して増幅器４の反転入力端子に帰還される。同
様に、変調器１９の出力は、増幅器２１２で増幅された
後抵抗２５を介して増幅器４の反転入力端子に帰還され
る。

駆動信号発生器１１の参照入力信号は、正弦波信号源１
から取るばあいと、被測定素子３の電源側端子３０１か
ら取るばあいがある。

駆動信号発生器１１の２つの出力信号は互いに直交位相
関係を有し線路１１１上および線路１１２上にそれぞれ
出力される。線路１１１上の信号は、被測定素子３の端
子３０１における電圧と同位相の電流を増幅器４の反転
入力端子に入力したとき、増幅器６の出力に表われる電
圧と同位相となるように調整される。

移相器２６の設定値φ°は、増幅器２１１と増幅器２１
２の出力電圧が、それぞれ端子３０１の電圧の位相と同
相あるいは直交位相となるように調整される。

以上のように構成されているので、増幅器２１１の出力
電圧は、被測定素子３のコンダクタンスに比例し、増幅
器２１２の出力電圧は素子３のサセプタンスに比例する
ように直交分解されている。

また、抵抗２５１，２５は増幅器２１１，２１２の出力
端子２２１，２２２に表われる電圧のレベルが適正にな
るように選択される。したがって、このような回路を用
いるインピーダンス測定システムの最先端において最大
の増幅が可能となるようにできる。即ち信号対雑音比の
劣化を最小限にすることができる。前記記載から明らか
なように、増幅器４の反転入力端子を反転入力端子と
し、一対の入力端子２２１，２２２を出力端子とする反
転増幅手段が構成されている。

なお、本実施例では、被測定素子を二端子素子として示
したが、４端子素子に対してもその短絡アドミタンス測
定を行えることは容易に推察できる。

〈考案の効果〉前記に詳述した１実施例から明らかなように、本考案を
用いることによりつぎのような効果がある。

(1)すでに出力が直交分解されているので、ベクトル比
算出回路は振幅検波器で各成分を検出すればよく、同期
整流回路を必要とせず、回路が簡単となり、安価なイン
ピーダンス計を実現できる。

(2)被測定素子のコンダクタンスに比例する出力電圧と
サセプタンスに比例する出力電圧の比例係数を任意に選
べるので、コンダクタンスとサセプタンスの比が大きい
場合（素子のＤやＱが１から大きくずれる場合）も、出
力信号レベルを最適にできるので、インピーダンス計の
精度向上に役立つ。

(3)前記(2)項のことがらを実施する場合においても、従
来例に必要であった高価な標準コンデンサは必要でな
い。

したがって、本考案は実用に供して有益である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の１実施例を示す図、第２図は本発明に
関する従来例を示す図、第３図は本発明に関する他の従
来例を示す図。符号の説明；１：正弦波信号源２：信号源抵抗３：被測定素子４：増幅器５：電流検出抵抗６：増幅器７，８：同期整流器９，１０：積分抵抗１１：駆動信号発生器１２，１５：増幅器１３，１６：積分コンデンサ１４，１７：スイッチ１８，１９：変調器２０：加算器２１：緩衝増幅器２２：変換器出力端子２３：直交正弦波発生器２４：レベル検出回路（従来例の）２４１：レベル検出回路（実施例の）２５：帰還抵抗２６：移相器３０１：被測定素子の入力端子３０２：被測定素子の出力端子２１１：緩衝増幅器２１２：緩衝増幅器２５１：抵抗１１Ａ：信号源１３Ａ：増幅器１５Ａ：供試コンデンサ２１Ａ：第１可変減衰器２３Ａ：第１反転増幅器２５Ａ：帰還インピーダンス素子２７Ａ：標準コンデンサ素子３１Ａ：第２可変減衰器３３Ａ：第２反転増幅器３５Ａ：帰還インピーダンス素子３７Ａ：標準コンダクタンス素子５１Ａ：検出器

Claims

【実用新案登録請求の範囲】

【請求項１】後記（イ）乃至（ヌ）から成るインピーダ
ンス・電圧変換器。（イ）被測定素子（３）の入力端子（301）に接続さ
れ、前記入力端子に測定信号を供給するための接地され
た測定信号源（1,2）。（ロ）前記入力端子（301）に接続されて、前記測定信
号と所定の位相関係にある位相基準信号を発生し、該位
相基準信号を出力するとともに、該位相基準信号と同相
の第１の駆動信号と該位相基準信号と直交位相の第２の
駆動信号を発生するための駆動信号発生器（11）。（ハ）前記駆動信号発生器に接続され、前記位相基準信
号を受信して、該位相基準信号と同相の第１の正弦波信
号と該位相基準信号と直角位相の第２の正弦波信号とを
発生する正弦波発生器（23）。（ニ）前記被測定素子(3)の出力端子（302）に接続さ
れ、該出力端子から出力される電流を出力電圧に変換増
幅して出力するための電流電圧変換手段（4,5,6）。（ホ）前記電流電圧変換手段と前記駆動信号発生器に接
続され、前記出力電圧を前記第１の駆動信号により同期
整流して積分した後第１の積分出力として出力するため
の第１の同期整流・積分手段（7,9,12,13）。（ヘ）前記電流電圧変換手段と前記駆動信号発生器に接
続され、前記出力電圧を前記第２の駆動信号により同期
整流して積分した後第２の積分出力として出力するため
の第２の同期整流・積分手段（8,10,15,16）。（ト）前記第１の同期整流・積分手段と前記正弦波発生
器とに接続され、前記第１の積分出力により前記第１の
正弦波信号を変調して出力するための第１の変調出力端
子（221）を有する第１の変調手段（18,211）。（チ）前記第２の同期整流・積分手段と前記正弦波発生
器とに接続され、前記第２の積分出力により前記第２の
正弦波信号を変調して出力するための第２の変調出力端
子（222）を有する第２の変調手段（19,212）。（リ）前記第１の変調出力端子（221）と前記出力端子
（302）とに接続された第１の抵抗（251）。（ヌ）前記第２の変調出力端子（222）と前記出力端子
（302）とに接続された第２の抵抗（25）。