JPH0351748Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 この考案は、ブリツジを用いて静電容量、導電
率等を測定するブリツジによる測定装置に関する
ものである。

静電容量を測定することは、物体の有無、形
状、成分、性質などを非接触で検出でき、その変
化を測定する有効な手段であり、測定精度を向上
させることによつて、その工業上応用範囲の拡大
が期待されている。また、静電容量と同時に導電
率を測定することによつて、物体の成分、性質な
どに対するより詳しい情報が得られることから、
静電容量測定器としては、アドミタンス測定器が
有効な工業用計測器となる。

ところで、アドミタンスを測定するための電気
計測器は、精度の高いものがいくらでもあるが、
工業計測器としては、自動化を要求されることか
ら、ブリツジの手動平衡操作、レンジ切換操作を
必要とせず、数桁に及ぶ範囲において十分な直接
性が必要であり、且つ極めて高い零点精度と分解
能が必要であり、しかも被測定物の一方が接地さ
れていることが多いことから、回路方式が限定さ
れ、十分な精度と汎用性を有する測定器が存在し
ないというのが現状である。

しかしながら、零点精度を高め、しかも、大き
な固有静電容量を有する物体の微少な容量変化を
安定に検出するためには、アドミタンスブリツジ
回路が最適の測定方式である。ところが、アドミ
タンスブリツジ回路において、手動的な平衡操作
を与えずに、非常に広い測定範囲に渡つて直線性
を得るには、不平衡電流検出端を構成するインピ
ーダンスが非常に小さいものでなければならな
い。このように不平衡電流検出端を構成するイン
ピーダンスが小さいことから、検出電圧が微少と
なり、メータを直接振らすことができず、増幅回
路を必要とするため、種々の誤差要因も増幅す
る。また、被測定物の一方が接地されていること
より、電圧検出点には不平衡電流による増加電圧
に印加電圧を加算した電圧が現われることにな
り、増加電圧のみを測定しようとすると、大きな
コモンモード電圧除去比を得る必要があり、半導
体を用いた増幅回路とすることができず、不平衡
電流検出用の差動トランスを使用したり、特別な
工夫を行なつたりしなければならないが、これら
は温度特性を有するため、大きな零点誤差要因と
なる。

以上のことを第１図、第２図に基づいて説明す
る。

第１図には、抵抗を電流検出用インピーダンス
とする簡単な静電容量測定用のアドミタンスブリ
ツジ回路が示されており、これを説明すると、被
測定物としてのコンデンサ４と基準コンデンサ２
を直列に接続した直列回路と、２個の抵抗１，３
を直列に接続した直列回路とを並列に接続したブ
リツジ回路５には交流定電圧v_iが印加されてお
り、抵抗１，３の抵抗値をＲ、コンデンサ２，４
の静電容量をCo，Csとする。

基準コンデンサ２及び被測定用コンデンサ４に
流れる電流i_p及びi_sが静電容量Co及びCsに比例す
るには、抵抗値Ｒが静電容量Co，Csに比し、そ
のインピーダンスが十分小さいという条件が必要
となる。静電容量Csの全測定範囲において、こ
の条件が満足されるならば、静電容量Csの静電
容量Coに対すつ増加分ΔCsは、 jωΔCs＝jωCs−jωCo ≒i_s／v_i−i_p／v_i ＝i_s−i_p／v_i ……(1) ω：交流定電圧v_iの角周波数 として求まり、電流i_p，i_sは、それぞれ抵抗１，
３の降下電圧に比例することより、抵抗１とコン
デンサ２の接続点と、抵抗３とコンデンサ４の接
続点とに生じる出力電圧v_pを測定すれば、増加分
ΔCsが測定されることになる。即ち、 v_p＝i_sＲ−i_pＲ ＝（i_s−i_p）Ｒ ≒jωΔCsRv_i （(1)式より） ∴ΔCs＝v_p／jωRv_i により、増加分ΔCsは測定することができる。

ここで、抵抗値Ｒは、前述の条件より非常に小
さいから、抵抗１，３に発生する電圧及び出力電
圧v_pも非常に小さい電圧値となり、例えば入力電
圧v_iの周波数を100KHzとし、10000pFまで１％
以下の直線性を確保するには、抵抗値Ｒは約
3.2Ω以下でなければならず、しかも1pFに対応す
る電圧は約2v_i×10^-6vとなる。従つて、出力電圧
v_pを直接測定することは不可能である。ただし、
ブリツジ回路５の抵抗接続点間、或いは抵抗とコ
ンデンサの接続点間のいずれかを接地できれば、
半導体素子等のアクテイブ素子によつて構成した
不平衡又は平衡差動増幅回路で増幅することは容
易であり、問題が生じることはない。

しかしながら、前述のとおり、工業的測定対象
物は、被測定物の一端が接地されていることが多
く、且つ固有静電容量が異なることから、汎用性
を持たせるためには、基準コンデンサの静電容量
Coを大幅に可変できる必要があり、使用するバ
リコンの安定性を考慮すると、基準コンデンサの
一端も接地する必要がある。従つて、接地点は基
準コンデンサと被測定物としてのコンデンサとの
接続点に限定され、この場合、出力電圧v_pを測定
しようとすると、抵抗１，２に生じる電圧は極め
て微少であることから、入力電圧v_iを除去できる
程、コモンモード電圧除去比の大きな差動アンプ
を得ることは困難である。ゆえに、例えば、第２
図に示すような差動電流トランスを用い、電流差
i_s−i_pに比例して電流、電圧を求めている。

第２図は、差動トランスを用いたアドミタンス
ブリツジ回路の一例であり、これを説明すると、
差動トランス６の入力側６ａには静電容量Coの
基準コンデンサ２と静電容量Csの被測定物とし
てのコンデンサ４とが直列に接続され、この入力
側６ａの中途と、コンデンサ２，４の接続点間に
交流電圧v_iを印加している。このブリツジ回路に
おける両アームの巻線比は自由に選択できるが、
簡単のため、１：１とし、また、二次巻線は一次
巻線のＮ倍とする。この巻線比Ｎは、周波数特
性、結合度に支障をきたさない範囲で大きくとる
ことにより、ブリツジの検出端の等価抵抗値Ｒを
入力抵抗値Rinに対して１／N²倍に小さくでき、i_s −i_pに直接比例した電流imが、 im＝（i_s−i_p）／Ｎ として得られる有利さがある。

このようにして、電流差動トランスを用いたア
ドミタンスブリツジ回路は、直線範囲の広い静電
容量検出器として良好な性能を示すが、トランス
のコアは温度特性が悪く、このことが零点誤差を
発生させ、測定誤差の大きな要因となつている。
また、トランスを使用しない回路も種々提案され
ているが、これらも単なる電圧検出に比し、零点
誤差が大きくなるということは避けられない。さ
らに、その測定信号の信号処理回路も大なり小な
りの温度、その他に起因する零点誤差を発生させ
る。

なお、導電率の測定においても、導電率をレジ
スタンスとしてではなく、コンダクタンスとして
測定する場合は、上記静電容量を測定する場合と
同様のことが言える。

この考案は、以上の事情に鑑みなされたもの
で、広い測定範囲において直線性がよく、零点誤
差が小さく、且つ分解能の高いブリツジによる測
定装置を提供することを目的とするものである。

以下、この考案を添付図面に示す実施例に基づ
いて説明する 第３図に示すように、基準となる基準アドミタ
ンスY_pと被測定物の測定アドミタンスＹとを直
列に接続した直列回路１０と、２個のインピーダ
ンス素子１，３とが直列に接続された直列回路１
１とは、切り換えスイツチ１２を介して並列に接
続されてブリツジ回路１３を構成している。切り
換えスイツチ１２は、発振器１４の所要発振周波
数信号によつて、両直列回路１０，１１の並列接
続点の接続を逆転させて接続するもので、例えば
切り換えスイツチ１２の接点を切り換え、２個の
インピーダンス素子１，３が接続された直列回路
１１の一端は基準アドミタンスY_pの一端から測
定アドミタンスＹの一端に切換わり、前記直列回
路１１の他端は測定アドミタンスＹの一端から基
準アドミタンスY_pの他端に切換わる。また、ブ
リツジ回路１３には測定用交流電源１５から交流
定電圧ｖが印加され、両インピーダンス素子１，
３は、基準アドミタンスY_pと測定アドミタンス
Ｙとが等しいときに、ブリツジ回路１３の出力電
圧を零とするように、対称に構成されている。例
えば、変圧器を使用したブリツジ回路１３であれ
ば、第２アーム１１の両辺の巻線比は１：１に選
択されている。

上記ブリツジ回路１３から得られる不平衡電流
等の検出信号は、電流差動トランスや演算増幅器
等の差動入力回路１６によつてアースに対する電
圧に変換され、検出電圧として出力される。この
検出電圧は、ブリツジ回路１３から直接出力する
ようにしておいてもよいが、ブリツジ回路１３の
検出信号を信号変換器等によつて電圧に変換して
出力してもよい。上記検出電圧を入力とする増幅
器１６は、検出電圧を所望の大きさに増幅した増
幅電圧を出力するが、検出電圧が十分に大きけれ
ば省略してもよい。なお、検出電圧は、アドミタ
ンスＹの基準アドミタンスY_pに対する変化量ΔY
＝Ｙ−Y_pに対応した値となる。

上記測定用交流電源１５からの交流定電圧ｖを
入力とする位相調整器１７は、被測定物に応じて
交流定電圧ｖを位相調整したパルス信号を出力す
る。例えば、測定アドミタンスＹのサセプタンス
を測定する場合は、交流定電圧ｖより位相が進ん
だパルス信号を出力し、測定アドミタンスＹのコ
ンダクタンスを測定する場合は、交流定電圧ｖと
同期したパルス信号を出力する。この位相調整器
１７からのパルス信号と増幅器１６からの増幅電
圧を入力とする位相感応検出器（phase
sensitive detector）１８は、増幅電圧からパル
ス信号に基づいて一定の位相成分のみを抽出する
直流に変換する。ただし、直流出力はブリツジの
接続を切換えているため、ある周期（タイミング
信号の周期）で正負反転した矩形波信号となる。
なお、測定アドミタンスＹのコンダクタンス及び
サセプタンスの両方を測定する場合は、位相感応
検出器を２個設けると共に、サセプタンスとコン
ダクタンスに対応したパルス信号を２個出力する
１個或いは２個の位相調整器が必要である。ま
た、測定アドミタンスＹの絶対値を測定する場合
は、位相ロツクドループ（PLL）等で増幅器１
６の位相に同期したパルス信号を出力させ、これ
を位相基準とした位相感応検出器を設ける必要が
ある。

上記位相感応検出器１８からの矩形波信号を入
力とする増幅器１９は、矩形波信号を増幅して増
幅矩形波信号を出力するが、矩形波信号が十分大
きければ、省略してもよく、上記矩形波信号はあ
る周期で正負反転した信号であるから、所定周波
数以下の成分を遮断する交流増幅器としてもよ
い。この増幅器１９からの増幅矩形波信号は、前
記発振器１４からの信号によつて切り換えスイツ
チ１２と同期して切換わる同期整流器２０で整流
された後、平滑回路２１で平滑され、直流の測定
電圧に変換される。この測定電圧は、測定アドミ
タンスＹの基準アドミタンスY_pに対する変化量
ΔYに比例した電圧となる。なお、上記同期整流
器２０は、例えば、増幅器１９の出力が接点２０
ａに接続されている場合は、そのまま出力し、接
点２０ｂに接続されている場合は、増幅器１９の
出力を反転させて出力するものであり、接点２０
ａ，２０ｂがタイミング信号によつて切換わる。
この同期整流器２０は、種々のものが考えられる
から、適当な回路を選択すればよい。

この考案は、以上の構成であり、次に、その動
作を述べる。

まず、被測定物をブリツジ回路１３の所定の位
置に接続し、この考案装置を作動させると、発振
器１４の発振周波数でブリツジ回路１３の切り換
えスイツチ１２が切換わることにより、増幅器１
９の出力信号は正負反転する。即ち、ブリツジ回
路１３は切り換えスイツチ１２が第３図に示すよ
うに接続されていれば、アドミタンスＹの変化量
ΔY＝Ｙ−Y_pに対応する検出電圧を出力し、ま
た、切り換えスイツチ１２が第３図と逆に接続さ
れていれば、アドミタンスＹの変化量ΔYを反転
させた信号−ΔY＝−Ｙ＋Y_pに対応する検出電圧
を出力する。この検出電圧は、増幅器１６で増幅
された後、位相調整器１７からのパルス信号を位
相基準として位相感応検出器１８によつて、コン
ダクタンス、サセプタンス等の所望の測定成分の
みが検出されて矩形波信号となつた後、増幅器１
９で増幅され、第４図ａで示すように、正負が同
一電圧v_sである増幅矩形波信号となる。この増幅
矩形波信号は、同期整流器２０の接点２０ａ，２
０ｂが切り換えスイツチ１２と同期して切換わる
ことより、正のときはそのまま出力され、負のと
きは符号を変えて出力するため、同期整流回路２
０によつてほぼ一定電圧v_sとなり、これが平滑回
路２１で平滑され、測定電圧v_sとなる。

以上は、零点誤差の全くない場合であり、次に
零点誤差が生じた場合を説明する。

零点誤差により増幅器１９に生じる電圧をv_eと
し、零点誤差の生じていないときの測定電圧をv_s
とすると、増幅器１９から出力される増幅矩形波
信号は、正電圧v_s＋v_eと負電圧−v_s＋v_eが交互に
表われる波形となり、同期整流器２０の出力は、
電圧v_s＋v_eと電圧v_s−v_eが交互に表われ、平滑回
路２１からはその平均値が出力されて測定電圧と
なるから測定電圧はv_sとなり、零点誤差が生じた
としても測定電圧は何ら影響を受けることがな
い。

以上のことより、この考案装置の零点誤差要因
は、ブリツジ回路１３の切り換えスイツチ１２の
みに限定されることになるが、切り換えスイツチ
１２に特性のそろつたスイツチング素子を用い、
各スイツチング素子を熱的に結合すると共に平衡
のよい配置に取付けることにより、微少とするこ
とができる。なお、このスイツチング素子に半導
体を使用すれば、寿命及び切換速度の点で工業計
測器として十分な性能が得られる。

なお、以上の実施例は、工業計測用のものとし
て測定用アドミタンスの一端がアースされている
ものについて説明したが、例えば第１図の抵抗
１，３の接続点が接地されている場合でも、抵抗
１とコンデンサ２の接続点及び抵抗３とコンデン
サ４の接続点に切り換えスイツチ１２を設けるこ
とにより、第３図と同様に、測定用コンデンサ４
を測定することができる。

この考案は、以上のとおり、被測定物と基準ア
ドミタンスを直列に接続した直列回路及びこの直
列回路に並列に接続される２個のインピーダンス
素子からなる直列回路を有する交流アドミタンス
ブリツジ回路において、両直列回路の並列接続を
一定周期で交互に切換え、ブリツジ回路の出力を
正負反転させ、正負反転された出力を平均して測
定信号としているため、手動平衡操作を加えなく
とも、非常に広い測定範囲で直線性がよく、且つ
零点誤差が微少で高分解能となるという利点を有
する。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の静電容量測定用のアドミタンス
ブリツジ回路、第２図は従来の静電容量測定用の
差動トランス方式のアドミタンスブリツジ回路、
第３図はこの考案の一例を示す回路図、第４図
ａ，ｂは零点誤差のある場合とない場合を示す波
形図である。 Y_p……基準アドミタンス、Ｙ……測定アドミ
タンス、１０……直列回路、１１……直列回路、
１２……切り換えスイツチ、１３……ブリツジ回
路、１４……発振器、１５……測定用交流電源、
１６……差動入力回路、１９……増幅器、１７…
…位相調整器、１８……位相感応検出器、２０…
…同期整流器、２１……平滑回路。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 被測定物Y₀と基準アドミタンスＹを直列に接
   続した直列回路１０と２個のインピーダンス素子
   １，３を直列に接続した直列回路１１とを並列に
   接続し、前記被測定物Y₀と基準アドミタンスＹ
   の接続点と前記２個のインピーダンス素子１，３
   の接続点とに測定用交流電源１５を接続し、一
   方、前記両直列回路１０，１１の並列接続点に
   は、所要周波数で発振する発振器１４の出力で前
   記直列回路同士の接続を逆転し、その出力を反転
   する切り換えスイツチ１２を設け、前記スイツチ
   １２に差動入力回路１６を接続して、その出力を
   前記発振器１４の発振周波数で駆動される同期検
   波回路２０に入力したことを特徴とするブリツジ
   による測定装置。