JPH0643741Y2 - 改良型抵抗測定器 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 （考案の分野） 本考案は、ミリΩ計等の微小な抵抗の測定器に関するも
のである。

（考案の背景及び従来技術） 抵抗測定の原理は第１図に示すように、被測定抵抗Ｒに
検出電流Ｉを流し、抵抗Ｒの両端において降下電圧Ｖを
測定し、Ｒ＝V/Iによって抵抗Ｒの値を求める。然し
て、元来測定する抵抗Ｒが小さい場合には、導通する電
流Ｉ及び降下電圧Ｖも微小な値となることが多いので、
降下電圧Ｖを測定するには高倍率の増幅機が必要とな
る。

しかし、増幅機のノイズが測定値に影響を及ぼす。

一般に非可約過程の統計力学によって雑音電圧Vnは、 で与えられる（但し、k:ボルツマン定数、T:絶対温度
《ｋ》、R:雑音発生原の抵抗値《Ω》、Δf:測定計の雑
音帯域幅《Hz》である）。

例えばＩ＝１μＡ、Ｒ＝1nΩとした場合、Ｖ＝1nVとな
るが、このような測定において、喩え最新型の超低雑音
のオペアンプを使用したとしても、ノイズ（雑音）によ
る電圧はほぼ （上記式において ということである）であって、測定電圧とほぼ見合った
値となる。

従って、第１図のような回路において単に抵抗Ｒからの
降下電圧を増幅しただけでは、出力信号電圧をピックア
ップすることは不可能である。

この点を解決する為に、第２図に示す位相検波回路が使
用されている。

これは、検出電圧による入力の内半周期をそのまま伝達
し、残る半周期をオペアンプを利用した反転回路による
出力をスイッチＳによって選択し、これをＲ−Ｃ回路の
コンデンサに蓄電することによってノイズを除去し、信
号電圧を取り出そうとするものである。

即ち、第３（ａ）図に示す信号電圧に対し、第３（ｂ）
図のようなノイズ電圧が重畳され、これによって第３
（ｃ）図のような重畳電圧が位相検波回路に加えられた
としても、信号後の半周期毎に反転されることによっ
て、例えば第３（ｄ）図のような検波電圧が得られる。

この場合検波回路は信号電圧の半周期毎に反転するので
測定の対象となる抵抗Ｒの端子電圧を増幅したことによ
る信号電圧をE_ssinωｔとし、雑音電圧をE_Nsin（αｔ＋
θ）とした場合（尚実際の雑音電圧はもっと複雑である
が、説明の便宜上正弦波を採用したまでのことであ
る。）第３（ｄ）図に示す反転電圧は（2n−１）π／ω
≧ｔ≧２（ｎ−１）π／ωの場合 E_ssinωｔ＋E_Nsin（αｔ＋θ）であり、 2n・π／ω≧ｔ≧２（ｎ−１）π／ωの場合 −｛E_ssinωｔ＋E_Nsin（αｔ＋θ）｝である。

第３（ｄ）図に示す反転電圧は、π／ωの時間毎に反転
しているので、信号電圧については｜E_ssinωt|が得ら
れる（但し||は絶対値信号）。

これに対し、ノイズ電圧については、π／ωの時間毎に
ノイズ電圧が反転することになるが、ノイズ電圧自体の
周波数、振幅は雑多であって、いろいろなものが存在す
る以上、このような反転を行なったところで、その時間
的な平均値は零である。

定常状態において第２図に示す反転回路の出力電圧e₀の
時間平均値は、2/π・E_sである（尚信号電圧の半周期毎
に反転を行なう代わりに、第３（ｃ）図に示す重畳電圧
に対し、信号電圧の半周期ごとに反転を検波に代えて、
全波整流を行なった場合には、第３（ｅ）図に示すよう
な波形を得ることになるが、これでは｜E_ssinωｔ＋E_Ns
in（αｔ＋θ）｜の平均値を得ることになり、これでは
ノイズ信号E_Nsin（αｔ＋θ）が混入することになるの
で整流器等を用いた全波信号を行なうことは無意味であ
る。） 第２図に示す位相検波回路において、コンデンサＣは、
第３（ａ）図に示す反転電圧を平均する作用を為す訳で
ある。

ここで第２図においては、ノイズ電圧はコンデンサＣに
よって積分した場合には平均して零となるのに対し、測
定の対象となる抵抗Ｒの端子電圧を増幅したことによる
信号電圧E_ssinωｔは｜E_ssinωt|が検出されることにな
る。

ここでe_in＝｜E_ssinωt|とした場合、コンデンサＣに発
生する電圧e_Oを計算する。

π／ω≧ｔ≧０においては、ラプラス変換に基づく計算
によって、 e_O＝E_s／（１＋ω²C²R²）・ ｛（sinωｔ−ωCRcosωｔ）＋ωCRe^-t/RC｝となる。
（但し、e:オイラー定数） π／ω≦ｔ≦２π／ωの場合、重畳の理を用いて e_O＝E_s／（１＋ω²C²R²）・ ｛−（sinωｔ−ωCRcosωｔ）＋ωCR（１＋2
e^π／ωCR）e^-t/RC｝となる。

一般に（ｎ−１）π／ω≦ｔ≦ｎπ／において ｎが奇数の場合にはe_O＝E_s／（１＋ω²C²R²）・ ｛（sinωｔ−ωCRcosωｔ）＋ωCR（１＋2e^π／ωCR＋
2e^２π／ωCR……＋2e^{（ｎ−１）π／ωCR}）e^-t/RC｝と
なり、 ｎが偶数の場合には e_O＝E_s／（１＋ω²C²R²）・｛−（sinωｔ−ωCRcosω
ｔ）＋ωCR（１＋2e^π／ωCR＋2e^２π／ωCR……＋2e
^{（ｎ−１）π／ωCR}）e^-t/RC｝となる。

以上より e_O＝E_s／（１＋ω²C²R²）・ 〔±（sinωｔ−ωCRcosωｔ＋ωCR・ ｛（2e^ｎπ／ωCR−２）／（ｅ^π／ωCR−１）−１｝・
e^-t/RC〕となる（尚前記式において±の内＋はｎが奇数
の場合の表示であり、−はｎが偶数の場合の表示であ
る。）。

実際には電圧信号の周波数ω及び時定数RCを通常大きく
設計しているので、ωRC≫１である。

従って、 ｛（2e^ｎπ／ωCR−２）／（ｅ^π／ωCR−１）−１｝・
e^-t/RC ＝｛（2e^ｎπ／ωCR−ｅ^π／ωCR−１）／（ｅ^π／ωCR
−１）｝・e^-t/RC ≒２（１−e^-t/RC）/e^π／ωＲ−１） （∵ｅ^{（n π／ωCR−t/RC）}≒1,e^π／ωCR≒１）であ
る。

上記式において第１項は第２項に比して遥かに小さいの
でこれを無視し、更に近似計算を行なった場合には、e_O
＝２E_s／π・（１−e^-t/RC）となる（∵ｅ^π／ωCR≒１
＋π／ωCR）。

即ち、コンデンサＣの上端に発生する過度電圧として、
入力信号に対して全波整流を行なった場合の平均値であ
る２E_s／πに過度頂である１−e^-t/RCを掛け合わせたこ
とによる過度解を得ることになる。

従って、第２図において、位相検波によって生ずる信号
電圧の反転電圧であるe_in＝｜E_ssinωt|を加えた場合
（尚ノイズ電圧は時間平均によって零となるのでこれを
無視する。）に対応してコンデンサＣの上端に発生する
定状電圧２E_s／π又はこれに近い値を検出するには、常
に一定の遅延時間を要することになる。

ところで、例えば第２図の回路において、信号に消費さ
れる電力とノイズに表示される電力との比率（S/N）
は、 で与えられることが知られている（但し、ｆ_Ｏ：測定す
る電圧の周波数であって、前記測定の対象となる抵抗Ｒ
の端子電圧を増幅したことによる信号波電圧E_ssinωｔ
のω/2πに相当する。τ＝CR:第２図の回路のＲ、Ｃに
よる時定数である。E_n：ノイズ電圧の振幅。）。

従って、例えば、検波入力までの周波数帯域幅が1Khzで
あったとすれば、前記のように最新型の超低温雑音のオ
ペアンプを使用したとしても、これによるノイズ電圧は
前記のように であるから、 である。

他方、ｆ_Ｏも又通常1Khzと設定することが多い。

従って、前記S/Nを１とする為には、 から、τ＝0.36（秒）であることが必要である。

即ち、時定数τ＝RCが0.36（秒）となるようにＲ−Ｃ積
分回路のＲ及びＣを設定することが必要となる。

このようなＲ−Ｃ積分回路において出力電圧が測定電圧
の目的値であるE_sの99％に達成する為には、E_s（１−ｅ
^−t/τ）＝0.99E_sであることから、ｅ^−t/τ＝0.01であ
ることを要し、この場合のｔはｔ＝−τlog0.01＝4.6τ
＝1.7（秒）であることが必要となる。

即ち、１％の誤差を無視した測定を行うのに、約1.7秒
の待ち時間を必要とすることになり、測定時間の遅延を
もたらすことになる。

本願はこのような従来の位相検波を使用した測定方法に
おいて必然的に発生する待ち時間を短縮し、速やかに抵
抗測定を可能とする構成を第２図の基本回路を改良する
ことによって得ることを目的とするものである。

本考案の構成は、測定の対象となる抵抗の端子電圧を増
幅したことによる測定入力電圧に対し、絶対値検波を行
い、これをＲ−Ｃ回路を用いて積分することによってノ
イズをキャンセルさせる抵抗測定器において、 前記Ｒ−Ｃ積分回路を２個並列に設け、この内１個の積
分回路R₁−C₁の内コンデンサC₁に対しスイッチS₁を介し
て、敷居値電圧E₁、初期値設定電圧E₃として、電圧E₁−
E₃をスイッチS₁を介して予め蓄電し、測定用入力電圧印
加時に開放することを可能とした回路構成部分及び敷居
値電圧E₁とコンデンサC₁からの出力電圧とを比較するコ
ンパレータ回路１を設け、同様に、もう１個の積分回路
R₂−C₂において、 C₂に対し、敷居値電圧E₂及び初期値設定電圧を−E₄とし
て電圧E₂−E₄をスイッチS₂を介して予め蓄電し、入力印
加時にスイッチS₂を開放することを可能とする回路構成
部分、及び敷居値電圧E₂と入力に対しコンデンサC₂から
の出力とを比較するコンパレータ２を備え、 コンパレータ１、同２によって、入力印加後タイマーに
よる一定時間内にコンデンサC₁の出力及び同C₂の出力が
夫々敷居値E₁とE₂の範囲内にあるか否かを検出する検出
回路を設け、該検出回路によって、コンデンサC₁の出力
及び同C₂の出力がそれぞれ敷居値E₁とE₂の範囲内にある
場合に、前記当該一定時間経過後のコンデンサC₁又はC₂
の端子電圧に基づいて、測定の対象となる抵抗の端子電
圧を測定することによる改良型抵抗測定器からなる。

（考案の作用原理） 以下本考案の作用原理を第４図に従って説明する。

本考案においては、第２図と異なり、積分回路としてR₁
−C₁、R₂−C₂の両回路を並列に設ける。

そして、第４図の回路において、左端のスイッチＳは、
第２図の場合と同様抵抗及びオペアンプを有する増幅回
路に接続され、これが第１図において測定の対象となる
抵抗Ｒの端子電圧を入力とし得る点は、第２図の場合と
何ら変わりはない。

積分回路を構成するコンデンサC₁に対し、敷居値電圧E₁
及び初期値設定電圧E₃をスイッチS₁を介して印加及び開
放を可能とし、コンデンサC₂に対し、スイッチS₂を介し
て敷居値電圧E₂及び初期値設定電圧−E₄をスイッチS₂を
介して印加及び開放を可能とするように構成する（尚説
明の便宜上、E₁＞E₂とする）。

他方、コンデンサC₁の出力側において、コンデンサC₁の
出力端子電圧と敷居値E₁とのコンパレータ（比較回路）
１を設け、同様にコンデンサC₂の出力側において、敷居
値電圧E₂とコンデンサC₂の出力端子電圧とのコンパレー
タ（比較回路）２を設ける。

このように、２個のコンパレータ１、同２によってコン
デンサC₁、同C₂からの出力端子が、入力の印加後一定の
時間内に敷居値の範囲内にあるか否かを検出することが
可能となる。

一般に、コンパレータ１からの入力及びコンパレータ２
からの出力を夫々A₁、A₂とし、（但し、コンパレータ１
においては敷居値E₁よりもコンデンサC₁の出力端子電圧
が小さい場合を１とし、逆に大きい場合を０とし、コン
パレータ２においてはコンデンサC₂の端子出力電圧の方
が敷居値E₂よりも大きい場合に１とし、逆に小さい場合
に０とする。）、 タイマーの出力をＴ（一定時間経過する迄を０とし、一
定時間経過後を１とする）とした場合、一定時間内にコ
ンデンサ１、同２の出力が敷居値内にあるか否かは、出
力A₁、A₂、Ｔの論理積であるＰ＝A₁・A₂・が１か０か
によって定まる（１の場合には一定時間を経過する前
に、両出力が敷居値内にあることが判明し、０の場合は
これと逆である。）。

即ちタイマーのnot出力とコンパレータ１、同２から
の各出力A₁、A₂とをアンド回路にインプットすることに
よって敷居値の範囲内にあるか否かを検出することがで
きる。

これに対し、一定の時間を経過してもコンパレータ１、
同２の何れか一方が敷居値の範囲内にないことを検出す
るには、論理和と論理積の組合わせであるＱ＝（_１＋
_２）・Ｔが１か０かによって検出できる（１の場合に
は一定時間を経過した後少なくとも一方が敷居値の範囲
内にあり、０の場合にはこれと逆である。）。

即ち、コンパレータ１と同２の各not出力の論理和とタ
イマーからの出力との論理積の回路によって得られるこ
とになる。

前記の如き論理積A₁・A₂・を求める回路及び論理和と
論理積との結合である（_１＋_２）・Ｔを求める回路
としては、いろいろな設計が可能であるが、第４図にお
いて点線に囲まれた部分は、これらの出力を得る具体例
を示す。

即ち、第４図の点線部分の「GO」によって示す端子３
は、前記論理積A₁＋A₂・を出力し、「NOGO」によって
示される端子４は、（_１＋_２）・Ｔを出力する。

測定用入力電圧が各積分回路に入力される前に、敷居値
電圧E₁と初期値設定電圧E₃による電圧（E₁＋E₃）は、コ
ンデンサC₁に入力・充電されており、同様に敷居値電圧
E₂と初期値設定電圧−E₄とによる電圧（E₁−E₄）はコン
デンサC₂に充電されている。

そして、信号電圧と雑音電圧との和（E_s＋E_n）とは各積
分回路R₁−C₁、R₂−C₂に入力され、雑音電圧が積分によ
ってキャンセル（消去）され、信号電圧E_sが充電され始
める段階で、スイッチS₁、S₂はOFFとされる。

ここでV_s＝2/π・E_sとした場合（但しE_s：第１図の測定
の対象となる抵抗Ｒの端子電圧を増幅したことによる測
定電圧の振幅幅）、V_sは、当該端子電圧を全波整流を行
った場合の平均値を表すことになる。

この場合、コンデンサC₁の端子電圧は、V₁＝（E₁＋E₂）
ｅ^−t/τ１＋（１−ｅ^−t/τ１）V_sとなる。

但しτ_１＝C₁・R₂である。

同様にコンデンサC₂の出力端子電圧は V₂＝（E₁−E₄）ｅ^−t/τ２＋（１−ｅ^−t/τ２）V_sとな
る。但しτ_２＝C₂・R₂である。

第６（ａ）図に示すように、測定の対象となる電圧V
_sが、敷居値E₁、E₂の範囲内にある場合には、コンデン
サC₁、同C₂の各出力端子電圧が敷居値E₁、同E₂と等しく
なる時間は必ず到来する。

ところで、第２図の基本回路において、Ｒ−Ｃ積分回路
のコンデンサＣの出力端子電圧は、ｅ_Ｏ＝V_s（１−ｅ
^−t/τ）であるが、これが本来の目標値V_sに対し、（１
−α）倍（但しαは目標とする電圧に対しこれに近い電
圧の誤差の割合を示し、前述したようなE_sに対し99％の
値に設定する場合の１％の誤差即ち1/100がこれに該当
する。一般に１》α＞０である。）となるｔをＴ′とし
た場合、Ｔ′はｅ^−t/τ＝αを満たす必要がある。この
ような時間は、Ｔ′＝τlog（1/α）である。

これに対し、第４図の本考案の回路において、コンデン
サC₁の出力端子の電圧が敷居値電圧E₁になる時間は、 （E₁＋E₃）ｅ^−t/τ１＋（１−ｅ^−t/τ１）V_s＝E₁を満
たす必要がある。

信号電圧E_s、ひいてはこれに対応し、V_sを予め予測し、
敷居値電圧E₁をV_sに近い値に設定し、しかも敷居値電圧
E₁とV_sとの差をαV_sとした場合、E₁−V_s＝αV_sである
（但し、１》α＞０である。） 以上の２式を解いた場合、コンデンサC₁の出力端子電圧
がE₁となる時間は、T₁＝τlog｛１＋（１＋1/α）E₃／E
₁｝である。

同様に、コンデンサC₂の出力端子電圧V₂が敷居値電圧E₂
と等しくなる時間は、（E₂−E₄）ｅ^−t/τ＋（１−ｅ
^−t/τ）V_s＝E₂を満たすことが必要である。

しかも、敷居値電圧E₂を前記の場合と同様V_sに近い値に
設定し、V_sと敷居値電圧E₂との差をαV_sとすれば、V_s−
E₂＝αV_sである。

以上の２式を解いた場合、コンデンサC₂の出力端子電圧
がE₂となる時間は、 T₂＝log｛１＋（1/α−１）E₄／E₂｝である。

第２図に示す基本回路において、コンデンサＣの出力端
子が （１−α）V_sに至る時間τlog1/αと、前記の式の大小
を比較した場合にはE₁≫E₃であるから、明らかに 1/α》１＋（１＋1/α）E₃／E₁であり、 E₂》E₄であるから、明らかに1/α》１＋（1/α−１）E₄
／E₂である。

従ってＴ′》T₁、T₂が成立する。

即ち、第４図に示すように、予め初期値設定電圧をE₃、
−E₄と設定することによって、目標とする電圧V_sが敷居
値電圧E₁、E₂の範囲内にある場合には、第２図の基本回
路の場合に比し、遥かに短い時間で測定の対象となるV_s
＝2/π・E_sに近い値に接近することが判明する。

本考案において、コンパレータ１、同２を備え、入力印
加後短時間でコンデンサC₁の出力及び同C₂の出力が、そ
れぞれ敷居値E₁とE₂の範囲内にあるか否かを検出出来、
良品の場合判定時間が短縮できる。

つまり多数が良品の場合の検査が速く行えることにな
る。

そして、敷居値E₁、E₂を予め予測される目標電圧V_sに近
い値に設定しておき、コンデンサC₁、C₂の端子電圧が、
敷居値E₁、E₂となる時刻、即ち前記T₁、T₂の時刻ではな
く、これらの時刻を経過した後の一定時間（第６（ａ）
図において、Ｔの出力が１から０となる時間）以後に測
定した場合には、より目標とすべき電圧V_sにこれらの端
子電圧が近づいていることに基づく。

即ち、コンデンサC₁、C₂の端子電圧が各敷居値E₁、E₂の
範囲内にあることが検出できる時間においては、必然的
に敷居値E₁、E₂よりも更に測定の対象となるV_sに近い値
がコンデンサC₁、C₂の端子において形成されていること
になる。

この場合、コンデンサC₁と同C₂の端子電圧の何れが、目
標とする電圧V_sに近いかは、コンデンサC₁、同C₂の容量
の程度及び設定電圧E₃、−E₄の大きさに由来しており、
ケースバイケースであるが、両者の加算平均値を求めた
場合には、一方はV_sよりも大きい値であり、他方はV_sよ
りも小さい値であることから、よりV_sに近い値になり得
る。

他方、第６（ｂ）図に示すように、一定時間内にコンデ
ンサC₁の端子電圧及び同C₂の端子電圧の双方が、それぞ
れ敷居値E₁とE₂の範囲内にない場合には、第６（ｂ）図
に示すように、一定の時間（第６（ｂ）図において、Ｔ
の出力が１から０となる時間）を経ても、コンデンサC₁
とC₂の内の少なくとも一方は、目標とする電圧V_sに近づ
いておらず、この時点でコンデンサC₁、同C₂の少なくと
も一方又は両者の平均から第６（ａ）図の場合に比し、
目標とする電圧V_sに近い値を測定することができない。

実際の測定においては、第６（ａ）図に示すように、一
定の検出時間（Ｔ）において、コンデンサC₁、C₂が各敷
居値電圧の範囲内にある場合には、出力Ｐ＝A₁・A₂・
となり、この出力は第４図の端子３によって確認され、
この場合に、コンデンサC₁又はC₂の端子電圧もしくは両
者の平均による端子電圧によって、スイッチＳにおける
信号電圧の全波整流における平均値を求めることにな
る。

逆に、第６（ｂ）図に示すように、目標とすべき電圧V_s
が、例えば敷居値電圧E₁よりも上にある場合には、第４
図の端子４において、当該検出時間以降Ｑ＝（_１＋
_２）・Ｔが１となり、この場合には、一定時間内に良品
判定が行われなかったこと、つまり不良品であることが
判明する。

（実施例） 第４図の点線で囲んだ回路部分によって、測定回路全体
が良品であるか不良品であるかを判別する為の信号であ
る Ｐ＝A₁・A₂・及びＱ＝（_１＋_２）Ｔを実現する論
理回路の具体例が示されているが、このような論理回路
は、例えば第５図に示す回路によっても無論実現でき
る。

そして、このような検出を行う論理回路は、前記のよう
な実施例に限定されず、Ｐ、Ｑが夫々１か０かが判断で
きる論理回路であるならば如何なるものであっても良
い。

（考案の効果） 以上のように、本考案においては、予め設定した短い一
定時間Ｔの時点で、測定の対象となる抵抗Ｒの端子電圧
に比例した目標電圧（V_s）に充分近い値を測定でき、し
かもこのような短時間における正確な製品の良否が、２
個のコンパレータの出力を組み合わせることによって、
判別することができ、本考案はミリΩ計等の微小抵抗の
測定及び判別に極めて有用である。

【図面の簡単な説明】

第１図：抵抗測定を示す原理回路図である。 第２図：オペアンプの反転回路及び選択スイッチによる
絶対値検波回路と積分回路とによるノイズをキャンセル
する基本回路図である。 第３（ａ）図：信号波電圧を表わすグラフである。 第３（ｂ）図：ノイズ電圧を表わすグラフである。 （但し図３（ｂ）図においてはノイズ電圧を典型的な正
弦波にモデュレイトしている。） 第３（ｃ）図：信号波電圧及びノイズ電圧を重畳した電
圧を表わすグラフである。 第３（ｄ）図：信号波電圧及びノイズ電圧を重畳した電
圧において信号電圧の半周期毎に位相検波回路によって
反転させた電圧を表わすグラフである。 第３（ｅ）図：信号波電圧及びノイズ電圧を重畳した電
圧を全波整流を行なった電圧を表わすグラフである。 第４図:2個の積分回路及びコンパレータによる本考案の
構成を示す回路図である。 （尚スイッチＳより左側は第２図におけるスイッチＳよ
り左側と同一の回路に接続される。） 第５図:P＝A₁＋A₂・及びＱ＝（_１＋_２）・Ｔを検
出する為の他の論理回路図である。 第６（ａ）図、第６（ｂ）図：C₁、C₂の出力端子電圧が
敷居値電圧の範囲内にある場合及びない場合についてそ
れぞれA₁、A₂、Ｔ、Ｐ、Ｑの各出力を示すグラフであ
る。 １、2:コンパレータ 3:検出の結果速やかかつ正確な測定が行われることを知
らせる出力端子 4:検出の結果速やかかつ正確な測定が行い得ないことを
知らせる出力端子

Claims (3)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】測定の対象となる抵抗の端子電圧を増幅し
   たことによる測定入力電圧に対し、絶対値検波を行い、
   これをＲ−Ｃ回路を用いて積分することによってノイズ
   をキャンセルさせる抵抗測定器において、 前記Ｒ−Ｃ積分回路を２個並列に設け、この内１個の積
   分回路R₁−C₁の内コンデンサC₁に対しスイッチS₁を介し
   て、敷居値電圧E₁、初期値設定電圧E₃として、電圧E₁＋
   E₃をスイッチS₁を介して予め蓄電し、測定用入力電圧印
   加時に開放することを可能とした回路構成部分及び敷居
   値電圧E₁とコンデンサC₁からの出力電圧とを比較するコ
   ンパレータ回路１を設け、 同様に、もう１個の積分回路R₂−C₂において、C₂に対
   し、敷居値電圧E₂及び初期値設定電圧を−E₄として電圧
   E₂−E₄をスイッチS₂を介して予め蓄電し、入力印加時に
   スイッチS₂を開放することを可能とする回路構成部分、
   及び敷居値電圧E₂と入力に対しコンデンサC₂からの出力
   とを比較するコンパレータ２を備え、 コンパレータ１、同２によって、入力印加後タイマーに
   よる一定時間内にコンデンサC₁の出力及び同C₂の出力が
   夫々敷居値E₁とE₂の範囲内にあるか否かを検出する検出
   回路を設け、該検出回路によって、コンデンサC₁の出力
   及び同C₂の出力がそれぞれ敷居値E₁とE₂の範囲内にある
   場合に、前記当該一定時間経過以後のコンデンサC₁又は
   C₂の端子電圧に基づいて、測定の対象となる抵抗の端子
   電圧を測定することによる改良型抵抗測定器。
2. 【請求項２】コンパレータ１において、コンデンサC₁の
   端子出力電圧が敷居値電圧E₁よりも大きい場合のディジ
   タル信号を０とし、小さい場合のディジタル信号を１と
   する出力信号をA₁とし、コンパレータ２においてコンデ
   ンサC₂の出力電圧が敷居値電圧E₂よりも大きい場合の出
   力信号を１とし、小さい場合の出力信号を０とする出力
   をA₂とし、タイマーによる一定時間が経過する前のタイ
   マー出力を０とし、経過後の出力を１とする信号をＴと
   した場合、コンパレータ１、同２及びタイマーからの論
   理演算回路として、 Ｐ＝A₁・A₂・（但しはＴのnot出力）及び Ｑ＝（_１＋_２）・Ｔ（但し_１＋_２はA₁＋A₂のno
   t出力）による論理回路を設定し、Ｐの出力が１の場合
   には良品の出力信号を表示し、Ｑの出力が１の場合には
   不良品の出力を表示することにより、不良品は、測定開
   始より一定時間を必要とするが、良品の場合一定時間を
   必要としないことにより、良品範囲に入った時点で、良
   品信号を出力できる実用新案登録請求の範囲（１）記載
   の改良型抵抗測定器。
3. 【請求項３】コンデンサC₁の端子電圧及び同C₂の端子電
   圧の双方の平均値を求めることを特徴とする実用新案登
   録請求の範囲（１）記載の改良型抵抗測定器。