JPS6220427A - 受信機 - Google Patents
受信機Info
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- JPS6220427A JPS6220427A JP60159364A JP15936485A JPS6220427A JP S6220427 A JPS6220427 A JP S6220427A JP 60159364 A JP60159364 A JP 60159364A JP 15936485 A JP15936485 A JP 15936485A JP S6220427 A JPS6220427 A JP S6220427A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- amplifier
- stage
- input
- differential amplifier
- differential
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
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- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は無線機等における受信機に関し、ＡＭ・ＦＭ受
信機に関する。
信機に関する。
ＡＭ−ＦＭ受信機では、ビート検出機能および受信電界
検出機能を必要とすることが知られている。
検出機能を必要とすることが知られている。
ビート検出に対しては、従来はＡＧＣ増幅器を用いて行
なっており、受信電界はＩＦ増幅器の各段の出力を整流
しさらに各整流出力全加算して検出してｂ九。
なっており、受信電界はＩＦ増幅器の各段の出力を整流
しさらに各整流出力全加算して検出してｂ九。
ところが、ＡＧＣ増幅器によるビート検出では、検出出
来るビート周波数の下限はＡＧＣループの時定数で決ま
り、低周波のビート検出は不可能でおり几。
来るビート周波数の下限はＡＧＣループの時定数で決ま
り、低周波のビート検出は不可能でおり几。
受信電界検出については、整流器回路にコンデンサが必
要でありＩＣ化には不向きであった。特にＩＦ増幅器の
各段の利得を下げて多段化し、整流器もＩＦ増幅器の段
数だけ増やせば高精度の対数特性と入力信号レベルに対
して偏差の少ないビート検出機能が得られるが、上述し
念様にコンデンサの数が多くなりＩＣ化には不利である
。
要でありＩＣ化には不向きであった。特にＩＦ増幅器の
各段の利得を下げて多段化し、整流器もＩＦ増幅器の段
数だけ増やせば高精度の対数特性と入力信号レベルに対
して偏差の少ないビート検出機能が得られるが、上述し
念様にコンデンサの数が多くなりＩＣ化には不利である
。
更にＡＭ受信機ではＡＧＣ増幅器を用いて直線検波を行
なうのが一般的であるが、従来のＡＧＣ増幅回路ではＡ
ＧＣループの応答時間の制限から高速運転時での自動車
ラジオ等ではフェージングによる８／Ｎ劣化が著しいと
いう欠点があった。
なうのが一般的であるが、従来のＡＧＣ増幅回路ではＡ
ＧＣループの応答時間の制限から高速運転時での自動車
ラジオ等ではフェージングによる８／Ｎ劣化が著しいと
いう欠点があった。
本発明の目的は、低周波からのビート検出機能と広い入
力電力範囲にわたる電界検出機能とを併せ持つＡＭ−Ｆ
Ｍ受信機を提供することにある。
力電力範囲にわたる電界検出機能とを併せ持つＡＭ−Ｆ
Ｍ受信機を提供することにある。
本発明の電界検出・ビート検出対ＡＭ−ＦＭ受信機は、
ＩＦ増幅器を構成する差動増幅器がｎ段あり、それぞれ
の差動増幅器の出力が順次次段の入力となる様に接続さ
れたＩＦ増幅器を構成し。
ＩＦ増幅器を構成する差動増幅器がｎ段あり、それぞれ
の差動増幅器の出力が順次次段の入力となる様に接続さ
れたＩＦ増幅器を構成し。
前記差動増幅器の各段における出力信号を第１の入力と
し、前記差動増幅器の各段における入力信号を第２の入
力とする２重平衡型差動増幅器が前記差動増幅器に対応
してｎ＠あり、前記２重平衡型差動増幅器の第２の入力
が印加される差動増幅器の各段においてはｍ個の差動対
が並列接続され、前記ｍ個の差動対の利得はそれぞれＩ
Ｆ増幅器を構成する各段の差動増幅器の利得のｍ乗根づ
つ異なるように設定され、さらに前記ｎ個の２重平衡型
差動増幅器のそれぞれの正相出力電流を加算する第１の
加算回路と前記ｎ個の２重平衡型差動増幅器のそれぞれ
の逆相出力電流を加算する第２の加算回路とを有し、前
記第２の加算回路の出力には整流器回路と逆対数変換回
路が接続され、前記第ｎ段の差動増幅器の出力にはリミ
ッタ増幅器金倉してディスクリミネータとが接続されて
いる。
し、前記差動増幅器の各段における入力信号を第２の入
力とする２重平衡型差動増幅器が前記差動増幅器に対応
してｎ＠あり、前記２重平衡型差動増幅器の第２の入力
が印加される差動増幅器の各段においてはｍ個の差動対
が並列接続され、前記ｍ個の差動対の利得はそれぞれＩ
Ｆ増幅器を構成する各段の差動増幅器の利得のｍ乗根づ
つ異なるように設定され、さらに前記ｎ個の２重平衡型
差動増幅器のそれぞれの正相出力電流を加算する第１の
加算回路と前記ｎ個の２重平衡型差動増幅器のそれぞれ
の逆相出力電流を加算する第２の加算回路とを有し、前
記第２の加算回路の出力には整流器回路と逆対数変換回
路が接続され、前記第ｎ段の差動増幅器の出力にはリミ
ッタ増幅器金倉してディスクリミネータとが接続されて
いる。
次に本発明について図面を参照して説明する。
第１図は本発明の一実施例を示し友ものである。
トランジスタＱ ｌｏ ｔ〜Ｑ１２．および抵抗比１０
１〜几１２ｍは第１段目のＩＦ増幅段および両波整流器
を構成し、トランジスタＱ２０１−Ｑｚｚ＋ｍおよび抵
抗比２０１〜Ｒ２２□は第２段目のＩＦ増幅段および両
波整流器を構成しトランジスタＱ＋０１〜Ｑ！＋２ ｒ
ｎおよび抵抗Ｒ１ｏ１〜Ｒａ２ｍは第ｎ段目のＩＦ増幅
段および両波整流器を構成している。トランジスタＱ。
１〜几１２ｍは第１段目のＩＦ増幅段および両波整流器
を構成し、トランジスタＱ２０１−Ｑｚｚ＋ｍおよび抵
抗比２０１〜Ｒ２２□は第２段目のＩＦ増幅段および両
波整流器を構成しトランジスタＱ＋０１〜Ｑ！＋２ ｒ
ｎおよび抵抗Ｒ１ｏ１〜Ｒａ２ｍは第ｎ段目のＩＦ増幅
段および両波整流器を構成している。トランジスタＱ。
０１＋Ｑｏｏｚは第１の加算回路を構成し、第１段目か
ら第ｎ段目までの両波整流器の正相出力電流を加算し、
出力は抵抗Ｒ１，ｏｌとコンデンサＣｏｏｌとで平滑化
されて受信電界検出電圧ｖａｓｓｒとなる。
ら第ｎ段目までの両波整流器の正相出力電流を加算し、
出力は抵抗Ｒ１，ｏｌとコンデンサＣｏｏｌとで平滑化
されて受信電界検出電圧ｖａｓｓｒとなる。
トランジスタＱｏｏａ ｒ ＱＯＯ４ｒ Ｑｏｏｓは第
２の加算回路を構成し、上記第１段目から第ｎ段目まで
の両波整流器の逆相出力電流を加算し、コンデンサｃ
ｏｏｓによりＩＦのキャリア成分が除去されさらにコン
デンサＣＧ（Ｈによシ交流成分が全て除去される。トラ
ンジスタＱｏｏａ〜ＱｏｔｓｂダイオードＤＯＯＩ ｒ
Ｉ）ｏｏｚおよび抵抗ａｏｏｚ〜Ｒ００６により構成
される整流器は両波整流器であり、ビート成分およびマ
ルチパス成分を電流検波し、抵抗比ｏｏａとコンデンサ
ＣＯＯ４によシ平滑化されてビート検出電圧ＶＢＫＡＴ
として出力する。以上で正相出力電流を電界検出に用い
、逆相出力電流をビート検出に使う理由は次のとおりで
ある。
２の加算回路を構成し、上記第１段目から第ｎ段目まで
の両波整流器の逆相出力電流を加算し、コンデンサｃ
ｏｏｓによりＩＦのキャリア成分が除去されさらにコン
デンサＣＧ（Ｈによシ交流成分が全て除去される。トラ
ンジスタＱｏｏａ〜ＱｏｔｓｂダイオードＤＯＯＩ ｒ
Ｉ）ｏｏｚおよび抵抗ａｏｏｚ〜Ｒ００６により構成
される整流器は両波整流器であり、ビート成分およびマ
ルチパス成分を電流検波し、抵抗比ｏｏａとコンデンサ
ＣＯＯ４によシ平滑化されてビート検出電圧ＶＢＫＡＴ
として出力する。以上で正相出力電流を電界検出に用い
、逆相出力電流をビート検出に使う理由は次のとおりで
ある。
両波整流器の正相出力電流は入力信号レベルの増加に伴
い２重平衡型差動増幅器のカレントソーまで変化し、残
り電流が０となる九めに電界検出に両波整流器の正相出
力を用い対グランド間に抵抗を介して電界検出電圧に変
換すれば電源電圧近くからグランド電位までの広いダイ
ナミックレンジに渡る電界検出電圧が得られる。
い２重平衡型差動増幅器のカレントソーまで変化し、残
り電流が０となる九めに電界検出に両波整流器の正相出
力を用い対グランド間に抵抗を介して電界検出電圧に変
換すれば電源電圧近くからグランド電位までの広いダイ
ナミックレンジに渡る電界検出電圧が得られる。
一方、逆に両波整流器の逆相出力電流は２１平まで変化
し、従って変化の比率が正相出力の場合よりも小さｈの
で（逆相では２％正相ではωの比率）、対グランド間に
抵抗を介して電圧に変換しても直流電圧の変化を小さく
出来、差動で受けても差動対が飽和することがないよう
に出来る利点がある。
し、従って変化の比率が正相出力の場合よりも小さｈの
で（逆相では２％正相ではωの比率）、対グランド間に
抵抗を介して電圧に変換しても直流電圧の変化を小さく
出来、差動で受けても差動対が飽和することがないよう
に出来る利点がある。
ところで、両波整流された第１の加算回路および第２の
加算回路の出力には入力交流振幅の対数値に比例する直
流成分とキャリア成分とビート成分の対数値とが発生す
るが、電界検出の場合は直流分のみｔ−、ビート検出の
場合にはビート１１分のみを取り出す必要がある。
加算回路の出力には入力交流振幅の対数値に比例する直
流成分とキャリア成分とビート成分の対数値とが発生す
るが、電界検出の場合は直流分のみｔ−、ビート検出の
場合にはビート１１分のみを取り出す必要がある。
従って本実施例では第１の加算回路の出力にはキャリア
取分あるいはビート成分の交流成分を除去するためにコ
ンデンサＣｏｏｌ、抵抗Ｒｏｏｔから成るローパスフィ
ルタ形式の平滑化回路を付加している。更に、第２の加
算器の出力はコンデンサＣＯＯ３によりキャリア成分を
除去し、コンデンサＣＯＯ２によ）キャリア成分および
ビート成分の交流成分を除去した後、差動入力の整流器
を付加して、同相成分である直流成分を除去すると同時
にビート成分の交流波を両波整流し、コンデンサＣＯＯ
４＋抵抗Ｒｏｏ、から戊るローパスフィルタ形式の平滑
化回路を付加してビート成分の交流振幅の対数値に比例
した直流電圧全敗り出している。ま几、ＡＭ変調され九
人力信号については前述の回路で対数検波された後にト
ランジスタＱＯ１４と抵抗Ｒ００７，几ＯＯＳとオペア
ンプで構成される逆対数変換回路によシ逆対数変換を施
こされ、これにより等測的に直線検波されることになる
。従ってＡＭ復調信号出力がＡＭＯＵＴから出力される
。
取分あるいはビート成分の交流成分を除去するためにコ
ンデンサＣｏｏｌ、抵抗Ｒｏｏｔから成るローパスフィ
ルタ形式の平滑化回路を付加している。更に、第２の加
算器の出力はコンデンサＣＯＯ３によりキャリア成分を
除去し、コンデンサＣＯＯ２によ）キャリア成分および
ビート成分の交流成分を除去した後、差動入力の整流器
を付加して、同相成分である直流成分を除去すると同時
にビート成分の交流波を両波整流し、コンデンサＣＯＯ
４＋抵抗Ｒｏｏ、から戊るローパスフィルタ形式の平滑
化回路を付加してビート成分の交流振幅の対数値に比例
した直流電圧全敗り出している。ま几、ＡＭ変調され九
人力信号については前述の回路で対数検波された後にト
ランジスタＱＯ１４と抵抗Ｒ００７，几ＯＯＳとオペア
ンプで構成される逆対数変換回路によシ逆対数変換を施
こされ、これにより等測的に直線検波されることになる
。従ってＡＭ復調信号出力がＡＭＯＵＴから出力される
。
さて、ＩＦ入力信号ｖｒＮはトランジスタＱｔｏｔ＋Ｑ
１ｏ２および抵抗” １０１ ＊ ” １０２から成る
第１段目の差動増幅器、トランジスタＱ２Ｇ□１Ｑ２０
２および抵抗Ｒ２０，、Ｒ２，２から放る第２段目の差
動増幅器。
１ｏ２および抵抗” １０１ ＊ ” １０２から成る
第１段目の差動増幅器、トランジスタＱ２Ｇ□１Ｑ２０
２および抵抗Ｒ２０，、Ｒ２，２から放る第２段目の差
動増幅器。
トランジスタＱｎｏｔ ＋ Ｑ！ｌｏ２および抵抗Ｒ，
ｏ！、Ｒ，，２から成る第ｎ段目の差動増幅器により順
次増幅されてＩＦ増幅器出力信号としてリミッタ増幅器
に入力され十分に増幅、リミッティングされた後にディ
スクリミネータで復調されてＦＭ復調信号出力ＦＭＯＵ
Ｔとなる。今。
ｏ！、Ｒ，，２から成る第ｎ段目の差動増幅器により順
次増幅されてＩＦ増幅器出力信号としてリミッタ増幅器
に入力され十分に増幅、リミッティングされた後にディ
スクリミネータで復調されてＦＭ復調信号出力ＦＭＯＵ
Ｔとなる。今。
Ｒ，、＝Ｒ１，、Ｒ１２，＝Ｒ２２，、、、、Ｒ１１１
４，２Ｒ１１３＝Ｒ１４、Ｒ２，＝Ｒ２４、、、、、Ｒ
＋！Ｉ、 ＝ａ、。
４，２Ｒ１１３＝Ｒ１４、Ｒ２，＝Ｒ２４、、、、、Ｒ
＋！Ｉ、 ＝ａ、。
Ｒ１２ｍ−１＝ Ｒ１２ｍ ＋ Ｒ２２ｍ−１−Ｒ２２
ｍ ＋ ”’ ＋ Ｒ，、ｍ−１＝ Ｒａ ２ｇｍとお
くと、それぞれの２重平衡型差動増幅器を構成する並列
接続されたｍ個の差動増幅器の小信号利得ｇｉｌｔ・・
・２ｇユ、は次のように示される。ただし、Ｖ丁＝ｋＴ
／（０式）としている（ｋ；ポルラマン定数、Ｔ：絶対
温度、ｑ：単位電子電荷）。
ｍ ＋ ”’ ＋ Ｒ，、ｍ−１＝ Ｒａ ２ｇｍとお
くと、それぞれの２重平衡型差動増幅器を構成する並列
接続されたｍ個の差動増幅器の小信号利得ｇｉｌｔ・・
・２ｇユ、は次のように示される。ただし、Ｖ丁＝ｋＴ
／（０式）としている（ｋ；ポルラマン定数、Ｔ：絶対
温度、ｑ：単位電子電荷）。
第１段目の２重平衡型差動増幅器については、カレント
ソースＬｔｔ持つ差動増幅器の利得ｇ。
ソースＬｔｔ持つ差動増幅器の利得ｇ。
は
”” ＝”” ／（２ＶＴ ＋Ｒ１ｘ Ｉｎ ）
’Ｘ）カレントソースＬ２に持つ差動増幅器の利得ｇ
ｔｚはｇ１２＝■１２／（２Ｖ７＋Ｒ１３１１２）
■カレントソースＩｘ＝＋ｔ−持つ差動増幅器の利
得ｇｔ＋ｍはｇｌＩｎ＝”！′／（２ＶＴ＋Ｒ１２１１
１ｓ Ｉｔｍ） ■である。
’Ｘ）カレントソースＬ２に持つ差動増幅器の利得ｇ
ｔｚはｇ１２＝■１２／（２Ｖ７＋Ｒ１３１１２）
■カレントソースＩｘ＝＋ｔ−持つ差動増幅器の利
得ｇｔ＋ｍはｇｌＩｎ＝”！′／（２ＶＴ＋Ｒ１２１１
１ｓ Ｉｔｍ） ■である。
同様に第２段目の２重平衡型差動増幅器についでも
ｇｚｉ −”／ （２ＶＴ＋Ｒ２，１２１）
■ｇ２□” Ｉ２２／（２ＶＴ＋Ｒ２３Ｉ ２２ ）
０ｇ ２ｍ ＝ 工２ｍ ／ （２Ｖ７＋几２□
ニーＩＩ２゜） ■第ｎ段目の２重平衡型差動増幅器
についても”１” ’ ” ／（２ＶＴ ＋Ｒｒｓｓ
Ｉ ｎｌ ） ■”２＝ ”” ／（２Ｖｒ ＋
Ｒｎ３１１１２ ） ■””＝ ”′！ｌ／（
２ＶＴ＋Ｒｎ２ｍ−１Ｉｎｎ ） ＠が成り立つ。
■ｇ２□” Ｉ２２／（２ＶＴ＋Ｒ２３Ｉ ２２ ）
０ｇ ２ｍ ＝ 工２ｍ ／ （２Ｖ７＋几２□
ニーＩＩ２゜） ■第ｎ段目の２重平衡型差動増幅器
についても”１” ’ ” ／（２ＶＴ ＋Ｒｒｓｓ
Ｉ ｎｌ ） ■”２＝ ”” ／（２Ｖｒ ＋
Ｒｎ３１１１２ ） ■””＝ ”′！ｌ／（
２ＶＴ＋Ｒｎ２ｍ−１Ｉｎｎ ） ＠が成り立つ。
ここで第１段目から第ｎ段目までの差動増幅器の各段の
利得はＲＩＯＩ ＝Ｒ１０２、Ｒ１２０１＝ Ｒ２０２
、−ｒ几ｎＱｌ ！几ユｏ２とおくと各段目の差動増幅
器の利得ｇｏｘ・ｇ０２．・・・＋ｇＯＩｌは ｇｏｌ＝几ＩＱｔ Ｉ ｇ１／（２ｙ Ｔ ）
Ｏｇｏｚ＝”２０１１０２／ （２ｙ７）
ｅｇｏｎ＝几！ｌ０ＩＩＯ″／ （２ＶＴ ）
（Ｌ３と表わせる。
利得はＲＩＯＩ ＝Ｒ１０２、Ｒ１２０１＝ Ｒ２０２
、−ｒ几ｎＱｌ ！几ユｏ２とおくと各段目の差動増幅
器の利得ｇｏｘ・ｇ０２．・・・＋ｇＯＩｌは ｇｏｌ＝几ＩＱｔ Ｉ ｇ１／（２ｙ Ｔ ）
Ｏｇｏｚ＝”２０１１０２／ （２ｙ７）
ｅｇｏｎ＝几！ｌ０ＩＩＯ″／ （２ＶＴ ）
（Ｌ３と表わせる。
次に
ｇ １２ ／ ＝ ｇ １３ ／ ＝ −０−
ｇ １１ ｇ １２ ＝ ｇ ｔ ｍ ／＝ １７１丁 ０ｇ１ｎ＋−１ ｇ ２２ ／ ｇ２． ＝ ｇ ２３ ／ ｇ２□＝・
・・＝ｇ論／” ” ／Ｖｇｏｚ ［相］ｇ２
＋ｎ−１ ｇ・２ ／ ｇ。、＝ ｇ・”ｇｎ２＝・・・＝ ｇＩ
Ｉｍ ／ ＝ １７．、、■ ［株］ｎｍ−
１ とおけば各段の２重平衡型差動増幅器を構成するｍ個の
差動対のそれぞれのエミッタ抵抗の関係は次のようにな
る。
ｇ １１ ｇ １２ ＝ ｇ ｔ ｍ ／＝ １７１丁 ０ｇ１ｎ＋−１ ｇ ２２ ／ ｇ２． ＝ ｇ ２３ ／ ｇ２□＝・
・・＝ｇ論／” ” ／Ｖｇｏｚ ［相］ｇ２
＋ｎ−１ ｇ・２ ／ ｇ。、＝ ｇ・”ｇｎ２＝・・・＝ ｇＩ
Ｉｍ ／ ＝ １７．、、■ ［株］ｎｍ−
１ とおけば各段の２重平衡型差動増幅器を構成するｍ個の
差動対のそれぞれのエミッタ抵抗の関係は次のようにな
る。
几＋ｔ＜Ｈ＋＋ｚ＜・・・＜ Ｒ＋ ｍ
＠（ｉ＝ｌ、・・・ｒ ｎ） 従って、各段の両波整流器は入力信号ＶＩＮの増加によ
り後段のｎ段目から順次飽和して行き、また各段におい
ては例えばｉ段（ｉ＝１．・・・＋ｎ）においては、２
重平衡型差動増幅器を構成するそれぞれの差動増幅器は
カレントソースＩ＋ｔｔ”持っ差動増幅器から順次カレ
ントソース１１□、２．・、ｌｌ−ｔ−持つ差動増幅器
へと飽和して行く。従って最後にカレントソースＩｘ、
、を持つ差動増幅器が飽和し。
＠（ｉ＝ｌ、・・・ｒ ｎ） 従って、各段の両波整流器は入力信号ＶＩＮの増加によ
り後段のｎ段目から順次飽和して行き、また各段におい
ては例えばｉ段（ｉ＝１．・・・＋ｎ）においては、２
重平衡型差動増幅器を構成するそれぞれの差動増幅器は
カレントソースＩ＋ｔｔ”持っ差動増幅器から順次カレ
ントソース１１□、２．・、ｌｌ−ｔ−持つ差動増幅器
へと飽和して行く。従って最後にカレントソースＩｘ、
、を持つ差動増幅器が飽和し。
この入力信号レベルによシ対数ＩＦ増幅器の動作最大入
力信号レベルが決定される。しかも入力信号レベルがｉ
段においてはｒ「１倍に増加する毎に順次飽和してゆく
。すなわち上記の構成に上り入力レベルが各段でＶ「１
倍ずつ異なるｎｘｍ個の両波整流器と等価の整流器回路
が得られる。
力信号レベルが決定される。しかも入力信号レベルがｉ
段においてはｒ「１倍に増加する毎に順次飽和してゆく
。すなわち上記の構成に上り入力レベルが各段でＶ「１
倍ずつ異なるｎｘｍ個の両波整流器と等価の整流器回路
が得られる。
従って、対数特性も精度の良いほぼ直線的な特性となり
、入力信号レベルに対する対数直線の傾きるほぼ一定と
みなせ、ビート成分の検出レベル偏差が入力信号レベル
に対してほぼ一定となることが期待できる。しかもビー
トレベル・マルチパスレベルに対して検出電圧は対数特
性で得られ。
、入力信号レベルに対する対数直線の傾きるほぼ一定と
みなせ、ビート成分の検出レベル偏差が入力信号レベル
に対してほぼ一定となることが期待できる。しかもビー
トレベル・マルチパスレベルに対して検出電圧は対数特
性で得られ。
レベル検出が広いダイナミックレンジにわたって可能で
ある。
ある。
またＡＭ復調信号も逆対数変換回路金倉して逆対数変換
を施すことにより十分に直線的な検波出力が得られる。
を施すことにより十分に直線的な検波出力が得られる。
従って十分に低歪率のＡＭ復調信号が得られることが期
待出来る。
待出来る。
一方ＩＦ増幅器の利得としては０〜０式によりｇｕｐ＝
ＩＩ ｇｏｔ ＠が得られ
る。従ってリミッタ増幅器の利得’ｉｉ’ ｇ ＬＩＭ
とすればＩＦ部の利得は ｇｒｏｔ人＋、 ＝ ｇｘｐ・ｇｔ、ＩＭ
ｕで与えられる。
ＩＩ ｇｏｔ ＠が得られ
る。従ってリミッタ増幅器の利得’ｉｉ’ ｇ ＬＩＭ
とすればＩＦ部の利得は ｇｒｏｔ人＋、 ＝ ｇｘｐ・ｇｔ、ＩＭ
ｕで与えられる。
例えば上記でｎ＝５ 、ｍ＝３ 、２０１０ｇｇｏ＋
＝２１ｄＢ（ｉ＝１．・、ｎ）とすればＧｒｒ＝２０１
ｏｇｇ ＩＦ ＝ １０５ ｄＢ ２０ ｌｏｇ Ｖ
１］「＝７ｄＢと求まる。
＝２１ｄＢ（ｉ＝１．・、ｎ）とすればＧｒｒ＝２０１
ｏｇｇ ＩＦ ＝ １０５ ｄＢ ２０ ｌｏｇ Ｖ
１］「＝７ｄＢと求まる。
このときの対数特性のダイナミックレンジはΣ ＠２０
ｌｏｇ Ｖｉｉ−＝ １０５ ｄＢとなる。
ｌｏｇ Ｖｉｉ−＝ １０５ ｄＢとなる。
一方、対数特性の精度（ＬＯＧＡ几ＩＴＩ−ＩＭＩＣＥ
几ＲＯＲ，）はシュミレーションによれば入力信号レベ
ルＶＩＮに対して±０．１ｄＢと与えられる。ま定入力
信号レベルに対する対数特性の飽和レベルは０式で与え
られ、十分大きく出来る。ビート検出の特性も上記に述
べた対数特性で決まり広い入力信号レベルに渡って高精
度のビート検出が可能テアリ、シカモ出力がビートレベ
ルｅマルチパスレベルに対して対数特性で与えられ、低
周波成分のビートレベル・マルチバスレベルヲ検出出来
る利点がある。またＦＭ復調に対してはリミッタ増幅器
の利得ｇＬ■Ｍｔ−十分大きくすればＡＭ成分の抑圧も
十分となりディスクリミネータ出方には十分良好なＦＭ
復調出力が得られる。
几ＲＯＲ，）はシュミレーションによれば入力信号レベ
ルＶＩＮに対して±０．１ｄＢと与えられる。ま定入力
信号レベルに対する対数特性の飽和レベルは０式で与え
られ、十分大きく出来る。ビート検出の特性も上記に述
べた対数特性で決まり広い入力信号レベルに渡って高精
度のビート検出が可能テアリ、シカモ出力がビートレベ
ルｅマルチパスレベルに対して対数特性で与えられ、低
周波成分のビートレベル・マルチバスレベルヲ検出出来
る利点がある。またＦＭ復調に対してはリミッタ増幅器
の利得ｇＬ■Ｍｔ−十分大きくすればＡＭ成分の抑圧も
十分となりディスクリミネータ出方には十分良好なＦＭ
復調出力が得られる。
よって飽和レベルの高い、しかも高精度で広いダイナミ
ックレンジを有する電界検出機能とビート検出機能を持
っ；＆ＡＭ ’ｅ ＦＭ受信機が得られる。
ックレンジを有する電界検出機能とビート検出機能を持
っ；＆ＡＭ ’ｅ ＦＭ受信機が得られる。
以上説明したように１本発明はＩＦ＝ｉ持つスーパーヘ
テロダイン方式の受信機において、差動増幅器と２重平
衡型差動増幅器を多段接続して得られるＩＦ増幅回路で
、各段の２重平衡型差動増幅器を構成する差動対が、利
得を各段の差動増幅器の利得のｍ乗根ずつそれぞれ違え
た差動対ｆｍ個それぞれ相互に並列接続することにより
、入力電圧に対する直流出力の対数特性の直線性を大幅
に改善できる。従ってＡＭ復調も十分広いダイナミック
レンジにわたって十分小さな偏差で対数検波が可能とな
り低歪率のＡＭ復調ができ、ビート検出・マルチパス検
出もできる。
テロダイン方式の受信機において、差動増幅器と２重平
衡型差動増幅器を多段接続して得られるＩＦ増幅回路で
、各段の２重平衡型差動増幅器を構成する差動対が、利
得を各段の差動増幅器の利得のｍ乗根ずつそれぞれ違え
た差動対ｆｍ個それぞれ相互に並列接続することにより
、入力電圧に対する直流出力の対数特性の直線性を大幅
に改善できる。従ってＡＭ復調も十分広いダイナミック
レンジにわたって十分小さな偏差で対数検波が可能とな
り低歪率のＡＭ復調ができ、ビート検出・マルチパス検
出もできる。
ま九本回路構成においては２重平衡型差動増幅器の各相
の出力電流波形は同相の両波整流波形となるのでコンデ
ンサを用いて直流化しなくてもそのまま加算できる。
の出力電流波形は同相の両波整流波形となるのでコンデ
ンサを用いて直流化しなくてもそのまま加算できる。
以上本発明によれば低いＩＦ周波数から動作し電界検出
電圧の温度特性に優れ対数特性がほとんど直線的なしか
も飽和入力信号レベルが十分に高く広いダイナミックレ
ンジを有する電界検出機能と、ビート検出・マルチパス
検出機能金持ち低歪率のＡＭ復調出力が得られるＡＭ
−ＦＭ両用の受信機のＩＦ以後を比較的小さな回路規模
で実現出来ＩＣ化のメリットが大きい。しかもフェージ
ング等に強いＡＭ受信機が得られ利点が大きい。
電圧の温度特性に優れ対数特性がほとんど直線的なしか
も飽和入力信号レベルが十分に高く広いダイナミックレ
ンジを有する電界検出機能と、ビート検出・マルチパス
検出機能金持ち低歪率のＡＭ復調出力が得られるＡＭ
−ＦＭ両用の受信機のＩＦ以後を比較的小さな回路規模
で実現出来ＩＣ化のメリットが大きい。しかもフェージ
ング等に強いＡＭ受信機が得られ利点が大きい。
第１図は本発明の電界検出・ビート検出付ＡＭＦＭ受信
機のＩＦ以後を一部ブロック図を入れた回路図である。 Ｑｏｏｌ、・・・＋Ｑｎｚ、・・・・・・トランジスタ
、 ＲＯｏｌ、・・・。 １１０２ｍ・・・・・・抵抗、Ｄｏｏｌ ＋ Ｄ００２
・・・・・・ダイオード。 Ｃ００１、”’ ＋ ０００４ ”’ ”’コンデンサ
’ＩＱＩ ＋”’＋ ｌ１ｌｌ１１・・・・・・定電流
源ｓ”ＩＮ・・・・・・ＩＦ入力信号％ ■Ｒ８８１・
・・・・・電界検出出力電圧、ＶＢＥＡＴ・・・・・・
ビート検出出力電圧、ＡＭＯＵＴ・・・・・・ＡＭ復調
出力、ＦＭＯＵＴ・・・・・・ＦＭ復調出力。 代理人 弁理士 内 原 晋 手続補正書（方式） ６０．１１．１１ １、事件の表示 昭和６０年 特許 願第１５９３
６４号２、発明の名称 受 信 機 ３、補正をする者 事件との関係 出 願 人東京都港区芝五
丁目３３番１号 （４２３） 日本電気株式会社 代表者 関本忠弘 ４、代理人 〒１０８ 東京都港区芝五丁目３７番８号 住友三田
ビル日本電気株式会社内 ／− （連絡先 日本電気株式会社特許部） ＆ 補正命令の日付 昭和６０年ｌＯ月２９日（発溪
ＥＩ’）−６、補正の対象 図面 ７、補正の内容 図面を添付図面と差し替えます。
機のＩＦ以後を一部ブロック図を入れた回路図である。 Ｑｏｏｌ、・・・＋Ｑｎｚ、・・・・・・トランジスタ
、 ＲＯｏｌ、・・・。 １１０２ｍ・・・・・・抵抗、Ｄｏｏｌ ＋ Ｄ００２
・・・・・・ダイオード。 Ｃ００１、”’ ＋ ０００４ ”’ ”’コンデンサ
’ＩＱＩ ＋”’＋ ｌ１ｌｌ１１・・・・・・定電流
源ｓ”ＩＮ・・・・・・ＩＦ入力信号％ ■Ｒ８８１・
・・・・・電界検出出力電圧、ＶＢＥＡＴ・・・・・・
ビート検出出力電圧、ＡＭＯＵＴ・・・・・・ＡＭ復調
出力、ＦＭＯＵＴ・・・・・・ＦＭ復調出力。 代理人 弁理士 内 原 晋 手続補正書（方式） ６０．１１．１１ １、事件の表示 昭和６０年 特許 願第１５９３
６４号２、発明の名称 受 信 機 ３、補正をする者 事件との関係 出 願 人東京都港区芝五
丁目３３番１号 （４２３） 日本電気株式会社 代表者 関本忠弘 ４、代理人 〒１０８ 東京都港区芝五丁目３７番８号 住友三田
ビル日本電気株式会社内 ／− （連絡先 日本電気株式会社特許部） ＆ 補正命令の日付 昭和６０年ｌＯ月２９日（発溪
ＥＩ’）−６、補正の対象 図面 ７、補正の内容 図面を添付図面と差し替えます。
Claims (1)
- 縦続接続されたｎ段の差動増幅器でＩＦ増幅器を構成し
、前記差動増幅器の各段における出力信号を第１の入力
とし、前記差動増幅器の各段における入力信号を第２の
入力とする２重平衡型差動増幅器がｎ個あり、前記２重
平衡型差動増幅器の第２の入力が印加される差動増幅器
の各段においてはｍ個の差動対が並列接続され、前記ｍ
個の差動対の利得はそれぞれＩＦ増幅器を構成する各段
の差動増幅器の利得のｍ乗根づつ異なるように設定され
、さらに前記ｎ個の２重平衡型差動増幅器のそれぞれの
正相出力電流を加算する第１の加算回路と逆相出力電流
を加算する第２の加算回路とを有することを特徴とする
受信機。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60159364A JPS6220427A (ja) | 1985-07-18 | 1985-07-18 | 受信機 |
| US06/800,831 US4680553A (en) | 1985-01-18 | 1985-11-22 | Intermediate frequency amplifier with signal strength detection circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60159364A JPS6220427A (ja) | 1985-07-18 | 1985-07-18 | 受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6220427A true JPS6220427A (ja) | 1987-01-29 |
| JPH0464212B2 JPH0464212B2 (ja) | 1992-10-14 |
Family
ID=15692223
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60159364A Granted JPS6220427A (ja) | 1985-01-18 | 1985-07-18 | 受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6220427A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0338464U (ja) * | 1989-08-25 | 1991-04-15 |
-
1985
- 1985-07-18 JP JP60159364A patent/JPS6220427A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0338464U (ja) * | 1989-08-25 | 1991-04-15 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0464212B2 (ja) | 1992-10-14 |
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