JPS6181170A

JPS6181170A - 電源平滑回路

Info

Publication number: JPS6181170A
Application number: JP20239884A
Authority: JP
Inventors: Yoichi Hashimoto; 洋一橋本
Original assignee: ARUPAIN KK; Alpine Electronics Inc
Current assignee: ARUPAIN KK; Alpine Electronics Inc
Priority date: 1984-09-27
Filing date: 1984-09-27
Publication date: 1986-04-24
Anticipated expiration: 2011-10-09
Also published as: JP2542564B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〈産業上の利用分計〉本発明は電源平滑回路に係ゆ、特にパワートランスの負
荷に対するエネルギー供給率を高め、負荷に並列に接続
される平滑コンデンサへのリップル電流とリップル電圧
を減少させて、出力電圧を安定に維持することができる
電源平滑回路に関する。

〈従来技術〉 −Ｓに、電源平滑回路はパワートランスと、整流ダイオ
ードと、平滑コンデンサを有し、パワートランスの２次
側ＡＣ１：４圧を整流ダイオードで全波整流し、該全波
整流電圧を平滑コンデンサで平滑する構成を有している
。第１２図は従来の電源平滑回路の回路図であり、１は
パワートランス、２．３はプラス側の全波整流用ダイオ
ード、４．５はマイナス側の全波整流用ダイオード、６
はプラス側の平滑コンデンサ、７はマイナス側の平滑コ
ンデンサである。パワートランス１０１次側に商用周波
数のＡＣ電圧を入力すれば、巻線比に応じた波高値を有
するＡＣｆｉ圧Ｖえが発生する。このＡＣ電圧ｖＡは整
流ダイオード２．３及び４．５により、それぞれプラス
の全波整流及びマイナスの全波整流され、しかる後平滑
コンデンサ６及び７に充電され、それぞれ、プラスの直
流電圧ｖｃ及びマイナスの直流電圧ｖ１として図示しな
い負荷に供給される。第１３図は波形説明図であり、同
図（Ａ）はＡＣ電圧ＶＡを示し、同図（Ｂ）はプラスの
直流電圧Ｖ　と、平滑コンデンサ６を充電するリップル
電流（斜線部）ｌ、を示す。リップル電流が流れている
期間Ｔ１の間は、パワートランス１と平滑コンデンサ６
（７１（以後括弧内の番号はマイナス電圧側の部材ある
いは信号を示すものとする）が結合され、他の期間Ｔ２
ではパワートランス１と平滑コンデンサ６　（７）間は
絶縁され、該平滑コンデンサに充電されているエネルギ
ーの１部が負荷に供給される。尚、期間Ｔ２は負荷電流
となって平滑コンデンサ６　（７）に蓄積されているエ
ネルギーを放出する放電期間であり、放電と共に直流電
圧Ｖ、　（Ｖ、）は徐々に低下する。又、Ｔ１は充電期
間であり、放電期間Ｔ２の間に放出したエネルギーと同
一量のエネルギーをリップル電流１　として平滑コンデ
ンサ６　（７）に補充する。

〈発明が解決しようとしている問題点〉しかし、第１２
図の従来回路では７．＜＜７．であるため、直流電圧Ｖ
０（Ｖ、ｌの変動（リップル電圧）が大きかった。又、
放電期間における負荷電流の積分値と充電期間における
リップル電流の積分値は等しいからＴ、＜＜Ｔ、である
ことを考慮すると、平滑コンデンサ６　（７）に流入す
るリップル電流値も非常に大きくなっている。このため
、従来は大型のハイ・リップル・コンデンサを必要とし
、性能のねりには大きいスペースとコスト高の原因にな
っていた。

更に、リップル電流が最大となる時刻近傍においてパワ
ートランス２次側巻線の銅損が増大し、これによりパワ
ートランスの２次側ＡＣ電圧波形が歪み、負荷側のノイ
ズがパワートランスの１次側に放出され、好ましくなか
った。

以上から本発明の目的はパワートランスの負荷に対する
エネルギー供給率を向上させることができ、しかもリッ
プル電圧及びリップル電流を減少させることができる電
源平滑回路を提供することである。

本発明の別の目的は、リップル電流を減少させることに
よりパワートランスの２次側へ〇Ｅ圧の歪を低減でき、
結果的にノイズを減少させ、かつアースの振れをなくす
ことができろ電源平滑回路を提供することである。

く問題点を解決するための手段〉本発明の電源平滑回路は、１次側にＡＣ電圧が印加され
るパワートランスと、該パワートランスの２次側に発生
する電圧を整流する整流ダイオードと、該整流ダイオー
ドの整流電圧をシフトする電圧シフト回路と、負荷に並
列に接続されると共に整流ダイオード出力部の電圧が所
定値以上の時該電圧シフト回路を介して充電される平滑
フンデンサと、前記パワートランスの２次側に発生する
電圧に基づいて充電される補助コンデンサと、整流電圧
レベルを監視する監視回路と、前記整流ダイオード出力
部と前記補助コンデンサ間に配設されると共に、前記整
流電圧レベルに基づいてオン、オフ制御され、オン時補
助コンデンサに蓄えられたエネルギーを電圧シフト回路
を介して出力するスイッチング回路とを有して構成され
る。

く作用〉パワートランスの１次巻線側に商用周波数のＡＣ電圧を
印加し、その２次巻線側に生じるＡＣ電圧を全波整流器
で全波整流する。電圧シフト回路は、負荷に並列に接続
された平滑コンデンサが所望の直流レベルｖ０に充電さ
れるように、整流電圧のピーク値を該所望の直流レベル
にシフトする。

また、補助コンデンサには２次巻線側に生じるＡＣ電圧
でそのピーク値迄充電しておく。

さて、従来の電源平滑回路では、２次側ＡＣ電圧の瞬時
値が所定レベル以下になるとパワートランスと平滑コン
デンサ間が切断され該平滑コンデンサに蓄えられたエネ
ルギーが負荷電流として負荷に供給され、直流出力電圧
レベルが低下し、また、２次側ＡＣ電圧の瞬時値が所定
レベル以上になるとパワートランスと平滑コンデンサ間
が連結され、放出エネルギー分に相当するエネルギーが
リップル電流となって該平滑コンデンサに蓄えられ、所
望の直流レベルが出力されるようになっている。しかし
、かかる従来回路ではリップル電圧及びリップル電流が
大きくなるため好ましくない。

そこで、本発明においては、レベル監視回路において２
次側ＡＣ電圧あるいは整流電圧の瞬時値を監視し、該瞬
時値が所定レベル以下になった時、換言すれば平滑コン
デンサに蓄えられたエネルギーが負荷に放出される状態
になった時、スイッチング回路をオンさせて、前記補助
コンデンサに蓄えられているエネルギーを電圧シフト回
路を介して負荷に放出する。したがって、平滑コンデン
サから放出するエネルギーは従来回路に比べて極めて小
さくなり出力レベルの変動（リップル電圧）は少ない。

そして、２次側ＡＣ電圧の瞬時値が所定レベル以上にな
ればパワートランスと平滑コンデンサ間が電気的に結合
し、該パワートランスから平滑コンデンサに前記放出し
た分に相当するエネルギーが補充されるが、補充エネル
ギーは少なくてよいので、リップル電流値は極めて小さ
なものとなる。

〈実施例〉第１図は本発明の第１実施例である電源平滑回路の回路
図、第２図は第１の実施例の動作を説明する波形図であ
る。尚、図中、ｐｐｗはプラス側電源平滑回路、ＮＰＷ
はマイナス側電源平滑回路であり、プラス側の部品には
数値のあとにアルファベットｐを付し、マイナス側の部
品にはアルファベットｎを付して区別している。

１０１は１次側巻線に商用周波数のＡＣ電圧が入力され
るパワートランス、１０２ｐ、１０２ｎはプラス側及び
マイナス側の全波整流器、１０３ｐ、１０３ｎは図示し
ない負荷に並列に接続された平滑コンデンサ、１０４ｐ
、１０４ｎは整流出力電圧をシフトする電圧シフト回路
、１０５　ｐ。

１０５ｎは遮断ダイオード１０６ｐ、１０６ｎを介して
整流電圧Ｖ、、Ｖ０により充電される補助コンデンサ、
１０７ｐ、１０７ｎは全波整流器１０２ｐ、１０２ｎの
出力である整流電圧ｖ、、　ｖｏの瞬時値を監視する電
圧監視回路、１０８ｐ、１０８ｎは整流電圧Ｖ、、　Ｖ
ｏが所定電圧レベル以下になった時オンして補助コンデ
ンサ１０５ｐ、１０５ｎに蓄えられているエネルギーを
電圧シフト回路を介して負荷及び平滑コンデンサに出力
するスイッチング回路である。尚、以下においてはプラ
ス側についてのみ説明するがその対称性からマイナス側
も同様である。

全波整流器１０２ｐは２つのダイオードＤ１゜Ｄ２によ
り構成され、電圧シフト回路１０４ｐは整流電圧Ｖ、を
平滑コンデンサ１０３ｐに導く制御用のｎｐｎ型トラン
ジスタＴｒと、定電流回路ＣＣと、定電圧面＠ＣＶによ
り構成されている。制御トランジスタＴｒのコレクタ端
子は全波整流器１０２ｐの出力端子に接続され、エミッ
ク端子は平滑コンデンサ１０３ｐに接続され、ベース端
子は定電圧回路Ｃｖに接続されている。

電圧監視回路１０７ｐは、整流電圧ｖ６を分圧して該整
流電圧に応じた値を有する電圧■４を発生する可変抵抗
器ＶＲ３と、該電圧ｖＪと直流電圧（平滑コンデンサ１
０３ｐの両端電圧）■ｏとを比較し、Ｖ　　２Ｖ　の時
スイッチ駆動信号ＳＤを出力するコンパレータＣＭＰを
有し、又スイッチング回路１０８ｐはコレクタ端子が補
助コンデンサ１０５ｐの充電側に接続された制御用トラ
ンジスタ（ｎｐｎ　型トランジスタ）Ｔｒｓと、トラン
ジスタＴｒＳのエミッタ端子にアノードが接続され、か
つカソードが全波整流器１０２ｐの出力端子に接続され
た保護ダイオードＤｓと、定電流回路ＣＣｓと、スイッ
チ駆動信号ＳＤによりオフして割部用トランジスタＴｒ
ｓをオンさせるトランジスタＴｒｒを有している。

次に、第１図の動作を第２図を参照しながら説明する。

保護ダイオードＤｓが存在していないものとすると、換
言すればスイッチング回路１０８ｐの制御用トランジス
タＴｒｓのエミッタ端子と全波整流型出力部間がオープ
ンしているものとする、全波整流器１０２ｐの出力電圧
（整流電圧）■６は第２図（Ａ）に示すごとくパワート
ランス１０１０２次巻線ＡＣ電圧ｖＡを全波整流した波
形となる。

補助コンデンサ１０５ｐはこの整流電圧Ｖ、により遮断
ダイオード１０６ｐを介して充電され、その両端電圧ｖ
１は第２図（Ｂ）に示すようになる。尚、電圧ｖ１の値
は整流電圧のピーク値より遮断ダイオード１０６ｐの順
方向電圧降下分だけ低くなっている。

又、整流電圧Ｖ、は電圧シフト回路１０４ｐを通じて平
滑コンデンサ１０３ｐを充電し、その両端電圧ｖ０を所
望の直流電圧レベルにする。さて、第２図（Ｃ）に示す
ように、期間Ｔ、の間パワートランス１０１と平滑コン
デンサ１０３ｐ間が連結され、期間Ｔ２の間パワートラ
ンスと平滑コンデンサ間は絶縁される。そして、期間Ｔ
２においては平滑コンデンサ１０３ｐに充電されていた
エネルギーが負荷に放出され、出力電圧ｖ０は所定レベ
ル迄低下し、期間Ｔ１においては放電期間Ｔ２において
放出されたエネルギーに相当するエネルギーがパワート
ランス１０１から平滑コンデンサ１０３ｐに補充され、
出力電圧Ｖ。は所定の直流レベルに復帰する。尚、平滑
コンデンサ１０３ｐを充電するためにパワートランス１
０１から平滑コンデンサ１０３ｐに流入する電流がリッ
プル電流しく斜線部参照）となる。

さて、整流電圧ｖ８のピーク値は電圧シフト回路１０４
ｐの作用で出力電圧ｖ０よりかなゆ大きくなっているか
ら、ＴＩ〉〉Ｔ２となり出力電圧Ｖ。の変動（リップル
電圧）は第１２図の従来回路に比べて小さくなっており
、又平滑コンデンサ１０３ｐから放出されるエネルギー
も小さいためリップル電流弓も従来回路に比べてかなり
小さくなっている。

尚、第１２図の従来回路においては整流電圧のピーク値
と出力電圧ｖ０とが等しくなっているため、Ｔ　＜Ｔ　
である。

以上のように、電圧シフト回路１０４ｐを設けるだけで
リップル電圧及びリップル電流１１を従来回路に比べて
かなり減少させることができるが、期間Ｔ２の間パワー
トランス１０１と平滑コンデンサ１０３ｐ間が絶縁され
てエネルギーが放出されるため、リップル電圧とリップ
ル電流の減少度がまだ不十分である。尚、以上は保護ダ
イオードＤＳが存在しない場合である。

そこで、本発明では更にリップル電圧とリップル電流１
２を減少させるために、期間Ｔ２の間でも等価的にパワ
ートランスと平滑コンデンサ１０３ｐ間が連結されて、
エネルギーが該平滑コンデンサに供給されるように工夫
している。

電圧監視回路１０．７．９のコンパレータＣＭＰは、可
変抵抗器ＶＲ３で整流電圧Ｖ、を分圧してなる電圧ｖＪ
と出力電圧ｖ０の大小を比較し、ｖｏ≧ｖＪの時、換言
すれば整流電圧Ｖ、の瞬時値が所定レベルＥ（第２図（
Ｃ）参照）より小さくなると、スイッチ駆動信号ＳＤを
出力する。このスイッチ駆動信号ＳＤにより、スイッチ
ング回路１０８ｐの通常オンしているトランジスタＴｒ
ｒがオフし、制御用トランジスタＴｒｓがオンする。第
２図ＣＤ）はトランジスタＴｒｓのオン期間を示す波形
図であり、オン期間Ｔ３の間には放電期間Ｔ２が含まれ
ていることに注目されたい（第２図（Ｃ）参照）。

尚、オン期間Ｔ３は可変抵抗器ＶＲ３の分圧比を調整す
ることにより変更可能である。

制御用トランジスタＴｒｓがオンすれば、補助コンデン
サ１０５ｐの充電電圧Ｖ、とパワートランス１０１の２
次側電圧ｖＡのうち大きい方の電圧が全波整流器１０２
ｐの出力端子に発生する。すなわち、保護ダイオードＤ
ｓを接続した場合の全波整流器出力部の電圧Ｖ、は第２
図（Ｅ）に示すようになる。尚、第２図（Ｅｌ中、Ｅｄ
は保護ダイオードの順方向電圧降下である。

以上から、制御用トランジスタＴｒｓがオンすると補助
コンデンサ１０５ｐに予め充電しておいたエネルギーが
放電期間Ｔ２の閾電圧シフト回路１０４ｐを介して図示
しない負荷に出力される。すなわち、放電期間Ｔ２の間
であっても負荷は間接的にパワートランス１０１と結合
されてエネルギーの供給を受けていることになる。そし
て、補助コンデンサ１０５ｐから放出されたエネルギー
は期間Ｔ４（第２図（ＤＪ参照）の間に再び補充される
。

尚、その時の補助コンデンサ１０５ｐへのリップル電流
１１′は放電期間Ｔ２が短いことから第２図（Ｄ）斜線
に示すように非常に小さいものとなる。

又、実際に負荷に並列に接続される平滑コンデンサ１０
３ｐは、実質的に常にパワートランス１０１と結合され
ることになる。そして、電圧シフト回路１０４ｐの作用
で一定のエネルギーをパワートランス１０１から供給さ
れる状態となり、従って平滑コンデンサ１０３ｐからパ
ワートランス側を見た電圧変動は非常に少なくなり、実
際に負荷をドライブする平滑コンデンサ１０３ｐのリッ
プル電流及びリップル電圧は共に著しく減少し、出力電
圧ｖ０は第２図（Ｆｌに示すように殆ど変動することが
なく安定した一定電圧となる。

尚、補助コンデンサ１０５ｐ、１０５ｎは遮断ダイオー
ド１０６ｐ、１０６ｎを介して充電されるため、その充
電電圧Ｖ、、Ｖ−よ前述のように全波整流語の出力電圧
（整流電圧）より該遮断ダイオードの順方向電圧降下分
だけ低くなり、該降下分相当量平滑コンデンサ１０３ｐ
、１０３ｎとトランス１０１との結合力が弱まる。しか
し、遮断ダイオード１０６　ｐ、　　１０６　ｎを除去
し、かつ全波整流器１０２ｐ、１０２ｎのほかに別にプ
ラス及びマイナス用の２つの全波整流器を設け、各補助
コンデンサ１０５ｐ、１０５ｎを直接該新たに設けた所
定の全波整流器に接続することにより充電電圧を前記降
下分だけ上昇させることができ、結果的に平滑コンデン
サ１０３ｐ、ＩＱ３ｎとトランス１０１間の結合力を強
めることもできる。

第３図は本発明の第２実施例である電源平滑回路の回路
図であり、機能的に第１図と同一部分には同一符号を付
している。又、第３図にはプラス側のみ示し、マイナス
側は省略している。

さて、第３図においてパワートランス１０１はプラス電
圧発生用の２次巻ｉＪｌ　１０１　ａに加えて、補助コ
ンデンサ１０５ｐ充電用の独立した２次巻ｉｌｌ　Ｏ１
ｂｉｔ有しており、わずかに発生する補助コンデンサ１
０５ｐのリップル電流１１′　をこの２次巻線１０１ｂ
に流し、実際に負荷が接続されるアースに該リップル電
流１．．′を流れなくしてより負荷系のアースを安定し
たものとしている。尚、１０２’ｐ’は補助コンデンサ
１０５ｐ充電用の電圧を発生するための全波整流器であ
る。

又、第３図においては電圧シフト回路１０４ｐの定電圧
回路ＣＶを強化して負荷変動による出力電圧ｖｃの変動
を減少させるようにし、いわゆる電源の出力インピーダ
ンスを小さくし、次段に必要とされるであろう定電圧回
路を省略できるようにしている。すなわち、電圧シフト
回路１０４ｐは制御用トランジスタＴｒと、ＦＥＴ）ラ
ンジスタで構成された定電流図′＃ＩＣＣと、定電圧回
路Ｃ■で構成され、定電圧回路ＣＶは出力電圧■。を分
圧する分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２と、基準電圧Ｖ８を発生する
抵抗Ｒ３とツェナーダイオードＺＤと、分圧抵抗Ｒ１，
Ｒ２で分圧した電圧■。′と基準電圧■８とを比較する
コンパレータＣＯＭを有している。

コンパレータＣＯＭはｖｌ、ｌ≧ｖｏ′であれば制御ト
ランジスタＴｒを導通させ、ＶＲ＜Ｖ。′であれば制御
トランジスタをオフし、負荷電流の変化により生じる該
制御トランジスタの電圧降下の変動を吸収し、出力電圧
Ｖ。の変動をより少ないものとしている。

第４図は本発明の第３の実施例である簡易型の電源平滑
回路の回路図であり、機能的に第１図と同一部分には同
一符号を付している。又、第４図にはプラス側のみ示し
、マイナス側は省略している。さて、第４図において、
第１図と異なる点は電圧監視団＄１０７９の構成であり
、該電圧監視回路は全波整流器１０２ｐの出力部の電圧
Ｖ、を分圧する２つの固定抵抗器Ｒｓ、Ｒｓ’により構
成されている。全波整流器１０２ｐの出力電圧■、が所
定レベル以上の時はスイッチング回路１０８ｐのトラン
ジスタＴｒｒばオンしているが、出力電圧ｖ６が所定レ
ベル以下になると（第２（Ｃ）における期間Ｔ３）、該
トランジスタＴｒｒがオフし、これにより制御トランジ
スタＴ　ｒ　ｓがオンし、補助コンデンサ１０５ｐに蓄
えられているエネルギーが制御用トランジスタＴｒｓ及
び保護グイオードＤｓを介して負荷側に出力される。尚
、電圧シフト回路１０４ｐ及びスイッチング回路１０８
ｐにおける定電流回路ＣＣ及びＣＣ８は共に抵抗により
構成され、定電圧回路Ｃｖはツェナーダイオードで構成
されている。

第５図乃至第１１図は測定結果に基づいて本発明の詳細
な説明する説明図であり、第５図は測定に供された従来
回路の回路図（プラス側のみ示している）、第６図は、
（Ａ）第５図におけるパワートランス１の２次側ＡＣ電
圧ＶＡ、　　（Ｂｌ平滑コンデンサ６の容量Ｃが１００
０μＦ、２０００μＦの時の出力電圧Ｖ。、（Ｃ）Ｃ６
＝１０００μＦの時平滑コンデンサ６を流れる電流Ｉ　
とトータル電流弓、（Ｄ）　Ｃ６＝２０００μＦの時平
滑コンデンサ６を流れる電流Ｉ。とトータル電流Ｉ、で
ある。尚、第６図（Ｃ）　、（Ｄ）に示す電流Ｉ。にお
いて、右上がり斜線部は平滑コンデンサ６を充電するた
めのリップル電流となり、右下がり斜線部は放電時にお
ける負荷電流となる。第６図から明らかなように平滑コ
ンデンサ６の容量によらず、出力電圧■。の変！ｇｌｌ
（！Ｊップル電圧）は０．５〜０゜６ｖ、リップル電流
のピーク値は’１７０　ｍＡと非常に大きい。又、ｉｏ
の影響によりＩ０ピーク値近傍のパワートランス２次側
電圧ｖＡの波形が歪み、負荷側のノイズをパワートラン
スの１次側に放出することになる。

第７図は従来回路に電圧シフト回路１０４ｐが付加され
た電源平滑回路の回路図であり、第８図は、（Ａ）第７
図におけるパワートランスの２次側ＡＣｉ圧ＶＡ、（Ｂ
）出力電圧ｖ０、（Ｃ）平滑コンデンサ１０３ｐの容量
Ｃ１゜、ｐが１０００μＦの時の出力電圧Ｖ。の１部拡
大図、（ＤＪ容量Ｃ１ｏ３ｐが１０００μＦの時平滑コ
ンデンサ１０３ｐを流れる電流■。とトータル電流■５
、（Ｅ）Ｃ１゜、ｐ＝２ＱＱＯμＦの時の出力電圧■。

の拡大図、（Ｆ）Ｃ，。、ｐ＝２０００μＦの時平滑コ
ンデンサ１０３ｐを流れる電流Ｉ０とトータル電流Ｉ６
である。尚、第８図（Ｄ）　、（Ｆ）に示す電流Ｉ。に
おいて、右上がり斜線部は平滑コンデンサ６を充電する
ためのリップル電流となり、右下がり斜線部は放電時に
おける負荷電流となる。

第８図から明らかなように２次側電圧■　のピーク値を
出力電圧ｖ０より大きくすることにより、かつ電源シフ
ト回路１０４ｐを設けたことにより、７’　＞）Ｔ　　
とすることができるのでパワートランスと負荷間の結合
を増゛大させることができる。そして、この結果ｖＡの
波形歪は減少し、出力電圧ｖｃの変動は従来の１／４に
なり、しかもリップル電流は従来の約１／３になってい
る。

第９図は測定に供された本発明の電源平滑回路の回路図
（プラス側のみ示しており、第１図と同一機能を有する
部分には同一符号を付している）である。、第１０図は
平滑コンデンサ１０３ｐ及び補助コンデンサ１０５ｐの
容量値が共に１０００μＦの時の（Ａ）出力電圧ｖｃの
一部拡大図、（Ｂ）トータル電流■６、（Ｃ）補助コン
デンサ１０５ｐを流れる電流！。、（Ｄ）平滑コンデン
サ１０３ｐを流れる電流Ｉ０を示す波形図であり、第１
１図は平滑コンデンサ１０３ｐ及び補助コンデンサ１０
５ｐの容量値が共に１００μＦの時の（Ａｌ出力電圧Ｖ
　の一部拡大図、（Ｂ）トータル電流■、、（Ｃ）補助
コンデンサ１０５ｐを流れる電流Ｉ８、ＣＤ）平滑コン
デンサ１０３ｐを流れる電流Ｉ０を示す波形図である。

この第１０図、第１１図を参照すれば平滑コンデンサ１
０３ｐのリップル電流は従来回路と比較して１／２０と
なり、出力電圧ｖ０の変動（リップル電圧）は１／３０
になっている。尚、第１０図、第１１図から明らかなよ
うにコンデンサの容量値に依存することなくほぼ同一効
果が選られている。

〈発明の効果〉以上説明したように、本発明によれば１次側にＡＣ電圧
が印加されるパワートランスと、該パワートランスの２
次側に発生する電圧を整流する整流ダイオードと、該整
流ダイオードの整流電圧をシフトする電圧シフト回路と
、負荷に並列に接続されると共に、整流ダイオード出力
部の電圧が所定値以上の時該電圧シフト回路を介して充
電される平滑コンデンサと、前記パワートランスの２次
側に発生する電圧に基づいて充電される補助コンデンサ
と、整流電圧レベルを監視する監視回路と、前記整流ダ
イオード出力部と前記補助コンデンサ間に設けられると
共に、前記整流電圧レベルに基づいてオン、オフ制御さ
れ、オン時補助コンデンサに畜えられたエネルギーを電
圧シフト回路を介して出力するスイッチング回路とで電
源平滑回路を構成したから、パワートランスの負荷に対
するエネルギー供給率を向上させることができ、従って
出力電圧の変動及びリップル電流を減少させることがで
きた。

又、本発明によればリップル電流を減少させることがで
きたから、パワートランスの２次側電圧波形の歪をなく
すことができ、結果的にパワートランスの１次側へのノ
イズの放出をなくすことができ、しかもリップル電流の
減少によりフラックスノイズ、負荷回路のハムノイズを
減少させ、更にアースの振れをなくすことができた。

又、本発明によればリップル電圧及びリップル電流を著
しく小さくできるからへイリツプルコンデンサは必要で
なく、シかも平滑コンデンサ及び補助コンデンサの容量
を小さくできるためコスト及びスペース的に有利である
。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例回路図、第２図は第１図
の動作を説明する波形図、第３図は本発明の第２の実施
例回路図、第４図は本発明の第３実施例回路図、第５図
乃至第１１図は本発明の効果を測定結果に基づいて説明
する説明図であり、第５図は測定に供された従来の回路
図、第６図は第５図の測定結果を示す波形図、第７図は
測定に供された電源平滑回路（従来回路に電圧シフト回
路が付加されている）の回路図、第８図は第７図の各部
波形図、第９図は測定に供された本発明にかかる電源平
滑回路の回路図、第１０図及び第１１図は第９図の各部
波形図、第１２図は従来の電源平滑回路を示す回路図、
第１３図は第１２図の説明波形図である。１０１・・・パワートランス、１０２ｐ・・・全波整流
器、１０３ｐ・・・平滑コンデンサ、１０４ｐ・・・電
圧シフト回路、１０５ｐ・・・補助コンデンサ、１０６
ｐ・・・遮断ダイオード、１０７ｐ・・・電圧監視回路
、１０８ｐ・・・スイッチング回路、ＣＧ・・・定電流回路、ＣＶ・・・定電圧回路、Ｄｓ・
・・保護ダイオード

Claims

【特許請求の範囲】

（１）１次側にＡＣ電圧が印加されるパワートランスと
、該パワートランスの２次側に発生する電圧を整流する
整流ダイオードと、該整流ダイオードの整流電圧をシフ
トする電圧シフト回路と、負荷に並列に接続されると共
に、整流ダイオード出力部の電圧が所定値以上の時該電
圧シフト回路を介して充電される平滑コンデンサと、前
記パワートランスの２次側に発生する電圧に基づいて充
電される補助コンデンサと、整流電圧レベルを監視する
監視回路と、前記整流ダイオード出力部と前記補助コン
デンサ間に設けられると共に、前記整流電圧レベルに基
づいてオン、オフ制御され、オン時補助コンデンサに蓄
えられたエネルギーを電圧シフト回路を介して出力する
スイッチング回路を有することを特徴とする電源平滑回
路。
（２）前記監視回路は、前記整流電圧に応じた電圧値と
前記平滑コンデンサの充電電圧値とを比較し、整流電圧
に応じた電圧値が充電電圧値より小さくなった時、前記
スイッチング回路をオンすることを特徴とする特許請求
の範囲第（１）項記載の電源平滑回路。
（３）前記監視回路は、前記整流電圧値が所定値より小
さくなった時前記スイッチング回路をオンすることを特
徴とする特許請求の範囲第（１）項記載の電源平滑回路
。
（４）前記スイッチング回路は、監視回路によりオン、
オフ制御されるスイッチングトランジスタと、該トラン
ジスタに直列に接続されたダイオードを有し、該ダイオ
ードのカソード側を整流ダイオードのカソードに接続し
、スイッチングトランジスタを前記補助コンデンサに接
続することを特徴とする特許請求の範囲第（１）項また
は第（２）項または第（３）項記載の電源平滑回路。
（５）前記電圧シフト回路は、整流ダイオード出力部と
平滑コンデンサ間に設けられたトランジスタと、平滑コ
ンデンサの充電電圧と一定値を比較し、充電電圧値に応
じて前記トランジスタの導通を制御する比較回路を有す
ることを特徴とする特許請求の範囲第（１）項記載の電
源平滑回路。