JP2542564B2

JP2542564B2 - 電源平滑回路

Info

Publication number: JP2542564B2
Application number: JP20239884A
Authority: JP
Inventors: 洋一橋本
Original assignee: Alpine Electronics Inc
Current assignee: Alpine Electronics Inc
Priority date: 1984-09-27
Filing date: 1984-09-27
Publication date: 1996-10-09
Anticipated expiration: 2011-10-09
Also published as: JPS6181170A

Description

【発明の詳細な説明】＜産業上の利用分野＞本発明は電源平滑回路に係り、特にパワートランスの
負荷に対するエネルギー供給率を高め、負荷に並列に接
続される平滑コンデンサへのリップル電流とリップル電
圧を減少させて、出力電圧を安定に維持することができ
る電源平滑回路に関する。

＜従来の技術＞一般に、電源平滑回路はパワートランスと、整流ダイ
オードと、平滑コンデンサを有し、パワートランスの２
次側AC電圧を整流ダイオードで全波整流し、該全波整流
電圧を平滑コンデンサで平滑する構成を有している。第
12図は従来の電源平滑回路の回路図であり、１はパワー
トランス、２、３はプラス側の全波整流用ダイオード、
４、５はマイナス側の全波整流用ダイオード、６はプラ
ス側の平滑コンデンサ、７はマイナス側の平滑コンデン
サである。パワートランス１の１次側に商用周波数のAC
電圧を入力すれば、巻線比に応じた波高値を有するAC電
圧V_Aが発生する。このAC電圧V_Aは整流ダイオード２、３
及び４、５により、それぞれプラスの全波整流及びマイ
ナスの全波整流され、しかる後平滑コンデンサ６及び７
に充電され、それぞれ、プラスの直流電圧V_C及びマイナ
スの直流電圧V_Eとして図示しない負荷に供給される。第
13図は波形説明図であり、同図（Ａ）はAC電圧V_Aを示
し、同図（Ｂ）はプラスの直流電圧V_Cと、平滑コンデン
サ６を充電するリップル電流（斜線部）i_rを示す。リッ
プル電流が流れている期間T₁の間は、パワートランス１
と平滑コンデンサ６（７）（以後括弧内の番号はマイナ
ス電圧側の部材あるいは信号を示すものとする）が結合
され、他の期間T₂ではパワートランス１と平滑コンデン
サ６（７）間は絶縁され、該平滑コンデンサに充電され
ているエネルギーの１部が負荷に供給される。尚、期間
T₂は負荷電流となって平滑コンデンサ６（７）に蓄積さ
れているエネルギーを放出する放電期間であり、放電と
共に直流電圧V_C（V_E）は徐々に低下する。又、T₁は充電
期間であり、放電期間T₂の間に放出したエネルギーと同
一量のエネルギーをリップル電流i_rとして平滑コンデン
サ６（７）に補充する。

＜発明が解決しようとしている問題点＞しかし、第12図の従来回路ではT₁≪T₂であるため、直
流電圧V_C（V_E）の変動（リップル電圧）が大きかった。
又、放電期間における負荷電流の積分値と充電期間にお
けるリップル電流の積分値は等しいからT₁≪T₂であるこ
とを考慮すると、平滑コンデンサ６（７）に流入するリ
ップル電流値も非常に大きくなっている。このため、従
来は大型のハイ・リップル・コンデンサを必要とし、性
能のわりには大きいスペースとコスト高の原因になって
いた。

更に、リップル電流が最大となる時刻近傍においてパ
ワートランス２次側巻線の銅損が増大し、これによりパ
ワートランスの２次側AC電圧波形が歪み、負荷側のノイ
ズがパワートランスの１次側に放出され、好ましくなか
った。

以上から本発明の目的はパワートランスの負荷に対す
るエネルギー供給率を向上させることができ、しかもリ
ップル電圧及びリップル電流を減少させることができる
電源平滑回路を提供することである。

本発明の別の目的は、リップル電流を減少させること
によりパワートランスの２次側AC電圧の歪を低減でき、
結果的にノイズを減少させ、かつアースの振れをなくす
ことができる電源平滑回路を提供することである。

＜問題点を解決するための手段＞本発明の電源平滑回路は、１次側にAC電圧が印加され
るパワートランスと、該パワートランスの２次側に発生
する交流電圧を全波整流するダイオード構成の全波整流
器と、該全波整流器の出力端子と負荷へ電圧を供給する
電圧供給端子間に設けられ、全波整流器から出力される
整流電圧を減少方向にシフトする電圧シフト回路と、負
荷に並列に接続されると共に、電圧シフト回路を介して
充電される平滑コンデンサと、前記パワートランスの２
次側と接続され、パワートランスの２次側電圧に基づい
て充電される補助コンデンサと、全波整流器出力電圧を
分圧した電圧V_Jと平滑コンデンサの端子電圧V_Cが入力さ
れ、 V_J≦V_Cとなったか監視する監視回路と、前記全波整流
器出力部と前記補助コンデンサの充放電端子間に設けら
れ、V_J≦V_Cのときオンして補助コンデンサに蓄えられた
エネルギーを全波整流器出力端子に導き、電圧シフト回
路を介して負荷に供給するスイッチング回路とを有して
構成される。

＜作用＞パワートランスの１次巻線側に商用周波数のAC電圧を
印加し、その２次巻線側に生じるAC電圧を全波整流器で
全波整流する。電圧シフト回路は、負荷に並列に接続さ
れた平滑コンデンサが所望の直流レベルV_Cに充電される
ように、整流電圧のピーク値を該所望の直流レベルにシ
フトする。また、補助コンデンサには２次巻線側に生じ
るAC電圧でのそのピーク値迄充電しておく。

さて、従来の電源平滑回路では、２次側AC電圧の瞬時
値が所定レベル以下になるとパワートランスと平滑コン
デンサ間が切断され該平滑コンデンサに蓄えられたエネ
ルギーが負荷電流として負荷に供給され、直流出力電圧
レベルが低下し、また、２次側AC電圧の瞬時値が所定レ
ベル以上になるとパワートランスと平滑コンデンサ間が
連結され、放出エネルギー分に相当するエネルギーがリ
ップル電流となって該平滑コンデンサに蓄えられ、所望
の直流レベルが出力されるようになっている。しかし、
かかる従来回路ではリップル電圧及びリップル電流が大
きくなるため好ましくない。

そこで、本発明においては、レベル監視回路において
２次側AC電圧あるいは整流電圧の瞬時値を監視し、該瞬
時値が所定レベル以下になった時、換言すれば平滑コン
デンサに蓄えられたエネルギーが負荷に放出される状態
になった時、スイッチング回路をオンさせて、前記補助
コンデンサに蓄えられているエネルギーを電圧シフト回
路を介して負荷に放出する。したがって、平滑コンデン
サから放出するエネルギーは従来回路に比べて極めて小
さくなり出力レベルの変動（リップル電圧）は少ない。

そして、２次側AC電圧の瞬時値が所定レベル以上にな
ればパワートランスと平滑コンデンサ間が電気的に結合
し、該パワートランスから平滑コンデンサに前記放出し
た分に相当するエネルギーが補充されるが、補充エネル
ギーは少なくてよいので、リップル電流値は極めて小さ
いものとなる。

＜実施例＞第１図は本発明の第１実施例である電源平滑回路の回
路図、第２図は第１の実施例の動作を説明する波形図で
ある。尚、図中、PPWはプラス側電源平滑回路、NPWはマ
イナス側電源平滑回路であり、プラス側の部品には数値
のあとにアルファベットｐを付し、マイナス側の部品に
はアルファベットｎを付して区別している。

101は１次側巻線に商用周波数のAC電圧が入力される
パワートランス、102p,102nはプラス側及びマイナス側
の全波整流器、103p,103nは図示しない負荷に並列に接
続された平滑コンデンサ、104p,104nは整流出力電圧を
シフトする電圧シフト回路、105p,105nは遮断ダイオー
ド106p,106nを介して整流電圧V_B,V_Dにより充電される補
助コンデンサ、107p,107nは全波整流器102p,102nの出力
である整流電圧V_B,V_Dの瞬時値を監視する電圧監視回
路、108p,108nは整流電圧V_B,V_Dが所定電圧レベル以下に
なった時オンして補助コンデンサ105p,105nに蓄えられ
ているエネルギーを電圧シフト回路を介して負荷及び平
滑コンデンサに出力するスイッチング回路である。尚、
以下においてはプラス側についてのみ説明するがその対
称性からマイナス側も同様である。

全波整流器102pは２つのダイオードD1,D2により構成
され、電圧シフト回路104pは整流電圧V_Bを平滑コンデン
サ103pに導く制御用のnpn型トランジスタTrと、定電流
回路CCと、定電圧回路CVにより構成されている。制御ト
ランジスタTrのコレクタ端子は全波整流器102pの出力端
子に接続され、エミッタ端子は平滑コンデンサ103pに接
続され、ベース端子は定電圧回路CVに接続されている。

電圧監視回路107pは、整流電圧V_Bを分圧して該整流電
圧に応じた値を有する電圧V_Jを発生する可変抵抗器VRS
と、該電圧V_Jと直流電圧（平滑コンデンサ103pと両端電
圧）V_Cとを比較し、V_C≧V_Jの時スイッチ駆動信号SDを出
力するコンパレータCMPを有し、又スイッチング回路108
pはコレクタ端子が補助コンデンサ105pの充電側に接続
された制御用トランジスタ（npn型トランジスタ）Trs
と、トランジスタTrsのエミッタ端子にアノードが接続
され、かつカソードが全波整流器102pの出力端子に接続
された保護ダイオードDsと、定電流回路CCsと、スイッ
チ駆動信号SDによりオフして制御用トランジスタTrsを
オンさせるトランジスタTrrを有している。

次に、第１図の動作を第２図を参照しながら説明す
る。

保護ダイオードDsが存在していないものとすると、換
言すればスイッチング回路108pの制御用トランジスタTr
sのエミッタ端子と全波整流器出力部間がオープンてい
るものとする、全波整流器102pの出力電圧（整流電圧）
V_Bは第２図（Ａ）に示すごとくパワートランス101の２
次巻線AC電圧V_Aを全波整流した波形となる。補助コンデ
ンサ105pはこの整流電圧V_Bにより遮断ダイオード106pを
介して充電され、その両端電圧V_Fは第２図（Ｂ）に示す
ようになる。尚、電圧V_Fの値は整流電圧のピーク値より
遮断ダイオード106pの順方向電圧降下分だけ低くなって
いる。

又、整流電圧V_Bは電圧シフト回路104pを通じて平滑コ
ンデンサ103pを充電し、その両端電圧V_Cを所望の直流電
圧レベルにする。さて、第２図（Ｃ）に示すように、期
間T₁の間パワートランス101と平滑コンデンサ103p間が
連結され、期間T₂の間パワートランスと平滑コンデンサ
間は絶縁される。そして、期間T₂においては平滑コンデ
ンサ103pに充電されていたエネルギーが負荷に放出さ
れ、出力電圧V_Cは所定レベル迄低下し、期間T₁において
は放電期間T₂において放出されたエネルギーに相当する
エネルギーがパワートランス101から平滑コンデンサ103
pに補充され、出力電圧V_Cは所定の直流レベルに復帰す
る。尚、平滑コンデンサ103pを充電するためにパワート
ランス101から平滑コンデンサ103pに流入する電流がリ
ップル電流ｉ（斜線部参照）となる。

さて、整流電圧V_Bのピーク値は電圧シフト回路104pの
作用で出力電圧V_Cよりかなり大きくなっているから、T₁
≫T₂となり出力電圧V_Cの変動（リップル電圧）は第12図
の従来回路に比べて小さくなっており、又平滑コンデン
サ103pから放出されるエネルギーも小さいためリップル
電流i_rも従来回路に比べてかなり小さくなっている。
尚、第12図の従来回路においては整流電圧のピーク値と
出力電圧V_Cとが等しくなっているため、T₁＜T₂である。

以上のように、電圧シフト回路104pを設けるだけでリ
ップル電圧及びリップル電流i_rを従来回路に比べてかな
り減少させることができるが、期間T₂の間パワートラン
ス101と平滑コンデンサ103p間が絶縁されてエネルギー
が放出されるため、リップル電圧とリップル電流の減少
度がまだ不十分である。尚、以上は保護ダイオードDsが
存在しない場合である。

そこで、本発明では更にリップル電圧とリップル電流
i_rを減少させるために、期間T₂の間でも等価的にパワー
トランスと平滑コンデンサ103p間が連結されて、エネル
ギーが該平滑コンデンサに供給されるように工夫してい
る。

電圧監視回路107pのコンパレータCMPは、可変抵抗器V
RSで整流電圧V_Bを分圧してなる電圧V_Jと出力電圧V_Cの大
小を比較し、V_C≧V_Jの時、換言すれば整流電圧V_Bの瞬時
値が所定レベルＥ（第２図（Ｃ）参照）より小さくなる
と、スイッチ駆動信号SDを出力する。このスイッチ駆動
信号SDにより、スイッチング回路108pの通常オンしてい
るトランジスタTrrがオフし、制御用トランジスタTrsが
オンする。第２図（Ｄ）はトランジスタTrsのオン期間
を示す波形図であり、オン期間T₂の間には放電期間T₂が
含まれていることに注目されたい（第２図（Ｃ）参照）
尚、オン期間T₃は可変抵抗器VRSの分圧比を調整するこ
とにより変更可能である。

制御用トランジスタTrsがオンすれば、補助コンデン
サ105pの充電電圧V_Fとパワートランス101の２次側電圧V
_Aのうち大きい方の電圧が全波整流器102pの出力端子に
発生する。すなわち、保護ダイオードDsを接続した場合
の全波整流器出力部の電圧V_Bは第２図（Ｅ）に示すよう
になる。尚、第２図（Ｅ）中、Edは保護ダイオードの順
方向電圧降下である。

以上から、制御用トランジスタTrsがオンすると補助
コンデンサ105pに予め充電しておいたエネルギーが放電
期間T₂の間電圧シフト回路104pを介して図示しない負荷
に出力される。すなわち、放電期間T₂の間であっても負
荷は開放的にパワートランス101と結合されてエネルギ
ーの供給を受けていることになる。そして、補助コンデ
ンサ105pから放出されたエネルギーは期間T₄（第２図
（Ｄ）参照）の間に再び補充される。この結果、初期コ
ンデンサ105pの充電電圧V_Fは第２図（Ｂ）の点線のよう
になる。尚、その時の補助コンデンサ105pへのリップル
電流i_r′は放電期間T₂が短いことから第２図（Ｄ）斜線
に示すように非常に小さいものとなる。尚、リップル電
流ir′が期間T₄のタイミングで流れる理由は次の通りで
ある。

整流ダイオード出力電圧をV_B、遮断ダイオード106pの
電圧降下分をVd、補助コンデンサ105pの電位をV_Fとする
と（V_B−Vd）＞V_F の時にリップル電流ir′が流れる。（V_B−Vd）＞V_Fとな
る期間はT₄であり、この期間にリップル電流ir′が流
れ、期間T₃の間に放電したエネルギーが補充される。

又、実際に負荷に並列に接続される平滑コンデンサ10
3pは、実質的に常にパワートランス101と結合されるこ
とになる。そして、電圧シフト回路104pの作用で一定の
エネルギーをパワートランス101から供給される状態と
なり、従って平滑コンデンサ103pからパワートランス側
を見た電圧変動は非常に少なくなり、実際に負荷をドラ
イブする平滑コンデンサ103pのリップル電流及びリップ
ル電圧は共に著しく減少し、出力電圧V_Cは第２図（Ｆ）
に示すように殆ど変動することがなく安定した一定電圧
となる。

尚、補助コンデンサ105p,105nは遮断ダイオード106p,
106nを介して充電されるため、その充電電圧V_F,V_Gは前
述のように全波整流器の出力電圧（整流電圧）より該遮
断ダイオードの順方向電圧降下分だけ低くなり、該降下
分相当量平滑コンデンサ103p,103nとトランス101との結
合力が弱まる。しかし、遮断ダイオード106p,106nを除
去し、かつ全波整流器102p,102nのほかに別にプラス及
びマイナス用の２つの全波整流器を設け、各補助コンデ
ンサ105p,105nを直接該新たに設けた所定の全波整流器
に接続することにより充電電圧を前記降下分だけ上昇さ
せることができ、結果的に平滑コンデンサ103p,103nと
トランス101間の結合力を強めることもできる。

第３図は本発明の参考例である電源平滑回路の回路図
であり、機能的に第１図と同一部分には同一符号を付し
ている。又、第３図にはプラス側のみ示し、マイナス側
は省略している。

さて、第３図においてパワートランス101はプラス電
圧発生用の２次巻線101aに加えて、補助コンデンサ105p
充電用の独立した２次巻線101bを有しており、わずかに
発生する補助コンデンサ105pのリップル電流i_r′をこの
２次巻線101bに流し、実際に負荷が接続されるアースに
該リップル電流i_r′を流れなくしてより負荷系のアース
を安定したものとしている。尚、102p′は補助コンデン
サ105p充電用の電圧を発生するための全波整流器であ
る。

又、第３図においては電圧シフト回路104pの定電圧回
路CVを強化して負荷変動による出力電圧V_Cの変動を減少
させるようにし、いわゆる電源の出力インピーダンスを
小さくし、次段に必要とされるであろう定電圧回路を省
略できるようにしている。すなわち、電圧シフト回路10
4pは制御用トランジスタTrと、FETトランジスタで構成
された定電流回路CCと、定電圧回路CVで構成され、定電
圧回路CVは出力電圧V_Cを分圧する分圧抵抗R1,R2と、基
準電圧V_Rを発生する抵抗R3とツエナーダイオードZDと、
分圧抵抗R1,R2で分圧した電圧V_C′と基準電圧V_Rとを比
較するコンパレータCOMを有している。コンパレータCOM
はV_R≧V_C′であれば制御トランジスタTrを導通させ、V_R
＜V_C′であれば制御トランジスタをオフし、負荷電流の
変化により生じる該制御トランジスタの電圧降下の変動
を吸収し、出力電圧V_Cの変動をより少ないものとしてい
る。

第４図は本発明の別の参考例である簡易型の電源平滑
回路の回路図であり、機能的に第１図と同一部分には同
一符号を付している。又、第４図にはプラス側のみ示
し、マイナス側は省略している。さて、第４図におい
て、第１図と異なる点は電圧監視回路107pの構成であ
り、該電圧監視回路は全波整流器102pの出力部の電圧V_B
を分圧する２つの固定抵抗器Rs,Rs′により構成されて
いる。全波整流器102pの出力電圧V_Bが所定レベル以上の
時はスイッチング回路108pのトランジスタTrrはオンし
ているが、出力電圧V_Bが所定レベル以下になると（第２
（Ｃ）における期間T₃）、該トランジスタTrrがオフ
し、これにより制御トランジスタTrsがオンし、補助コ
ンデンサ105pに蓄えられているエネルギーが制御用トラ
ンジスタTrs及び保護ダイオードDsを介して負荷側に出
力される。尚、電圧シフト回路104p及びスイッチング回
路108pにおける定電流回路CC及びCCSは共に抵抗により
構成され、定電圧回路CVはツエナーダイオードで構成さ
れている。

第５図乃至第11図は測定結果に基づいて本発明の効果
を説明する説明図であり、第５図は測定に供された従来
回路の回路図（プラス側のみ示している）、第６図は、
（Ａ）第５図におけるパワートランス１の２次側AC電圧
V_A、（Ｂ）平滑コンデンサ６の容量C₆が1000μF,2000μ
Ｆの時の出力電圧V_C、（Ｃ）C₆＝1000μＦの時平滑コン
デンサ６を流れる電流I_Cとトータル電流I_E、（Ｄ）C₆＝
2000μＦの時平滑コンデンサ６を流れる電流I_Cとトータ
ル電流I_Eである。尚、第６図（Ｃ）、（Ｄ）に示す電流
I_Cにおいて、右上がり斜線部は平滑コンデンサ６を充電
するためのリップル電流となり、右下がり斜線部は放電
時における負荷電流となる。第６図から明らかなように
平滑コンデンサ６の容量によらず、出力電圧V_Cの変動
（リップル電圧）は0.5〜0.6V、リップル電流のピーク
値は270mAと非常に大きい。又、I_Cの影響によりI_Cピー
ク値近傍のパワートランス２次側電圧V_Aの波形が歪み、
負荷側のノイズをパワートランスの１次側に放出するこ
とになる。

第７図は従来回路に電圧シフト回路104pが付加された
電源平滑回路の回路図であり、第８図は、（Ａ）第７図
におけるパワートランスの２次側AC電圧V_A、（Ｂ）出力
電圧V_C、（Ｃ）平滑コンデンサ103pの容量C_103Pが1000
μＦの時の出力電圧V_Cの１部拡大図、（Ｄ）容量C_103P
が1000μＦの時平滑コンデンサ103pを流れる電流I_Cとト
ータル電流I_E、（Ｅ）C_103P＝2000μＦの時の出力電圧V
_Cの拡大図、（Ｆ）C_103P＝2000μＦの時平滑コンデンサ
103pを流れる電流I_Cとトータル電流I_Eである。尚、第８
図（Ｄ）、（Ｆ）に示す電流I_Cにおいて、右上がり斜線
部は平滑コンデンサ６を充電するためのリップル電流と
なり、右下がり斜線部は放電部における負荷電流とな
る。

第８図から明らかなように２次側電圧V_Aのピーク値を
出力電圧V_Cより大きくすることにより、かつ電源シフト
回路104pを設けたことにより、T₁≫T₂とすることができ
るのでパワートランスと負荷間の結合を増大させること
ができる。そして、この結果V_Aの波形歪は減少し、出力
電圧V_Cの変動は従来は1/4になり、しかもリップル電流
は従来の約1/3になっている。

第９図は測定に供された本発明の電源平滑回路の回路
図（プラス側のみ示しており、第１図と同一機能を有す
る部分には同一符号を付している）である。、第10図は
平滑コンデンサ103p及び補助コンデンサ105pの容量値が
共に1000μＦの時の（Ａ）出力電圧V_Cの一部拡大図、
（Ｂ）トータル電流I_E、（Ｃ）補助コンデンサ105pを流
れる電流I_B、（Ｄ）平滑コンデンサ103pを流れる電流I_C
を示す波形図であり、第11図は平滑コンデンサ103p及び
補助コンデンサ105pの容量値が共に100μＦの時の
（Ａ）出力電圧V_Cの一部拡大図、（Ｂ）トータル電流
I_E、（Ｃ）補助コンデンサ105pを流れる電流I_B、（Ｄ）
平滑コンデンサ103pを流れる電流I_Cを示す波形図であ
る。

この第10図、第11図を参照すれば平滑コンデンサ103p
のリップル電流は従来回路と比較して1/20となり、出力
電圧V_Cの変動（リップル電圧）は1/30になっている。
尚、第10図、第11図から明らかなようにコンデンサの容
量値に依存することなくほぼ同一効果が選られている。

＜発明の効果＞以上説明したように本発明によれば、１次側にAC電圧
が印加されるパワートランスと、該パワートランスの２
次側に発生する交流電圧を全波整流するダイオード構成
の全波整流器と、該全波整流器の出力端子と負荷へ電圧
を供給する電圧供給端子間に設けられ、全波整流器から
出力される整流電圧を減少方向にシフトする電圧シフト
回路と、負荷に並列に接続されると共に、電圧シフト回
路を介して充電される平滑コンデンサと、前記パワート
ランスの２次側と接続され、パワートランスの２次側電
圧に基づいて充電される補助コンデンサと、全波整流器
出力電圧を分圧した電圧V_Jと平滑コンデンサの端子電圧
V_Cが入力され、 V_J≦V_Cとなったか監視する監視回路と、前記全波整流
器出力部と前記補助コンデンサの充放電端子間に設けら
れ、V_J≦V_Cのときオンして補助コンデンサに蓄えられた
エネルギーを全波整流器出力端子に導き、電圧シフト回
路を介して負荷に供給するスイッチング回路とで電源平
滑回路を構成したから、パワートランスの負荷に対する
エネルギー供給率を向上させることができ、従って出力
電圧の変動及びリップル電流を減少させることができ
た。

又、本発明によればリップル電流を減少させることが
できたから、パワートランスの２次側電圧波形の歪をな
くすことができ、結果的にパワートランスの１次側への
ノイズの放出をなくすことができ、しかもリップル電流
の減少によりフラックスノイズ、負荷回路のハムノイズ
を減少させ、更にアースの振れをなくすことができた。

又、本発明によればリップル電圧及びリップル電流を
著しく小さくできるからハイイリップルコンデンサは必
要でなく、しかも平滑コンデンサ及び補助コンデンサの
容量を小さくできるためコスト及びスペース的に有利で
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例回路図、第２図は第１図
の動作を説明する波形図、第３図は本発明の参考例回路
図、第４図は本発明の別の参考例回路図、第５図乃至第
11図は本発明の効果を測定結果に基づいて説明する説明
図であり、第５図は測定に供された従来の回路図、第６
図は第５図の測定結果を示す波形図、第７図は測定に供
された電源平滑回路（従来回路に電圧シフト回路が付加
されている）の回路図、第８図は第７図の各部波形図、
第９図は測定に供された本発明にかかる電源平滑回路の
回路図、第10図及び第11図は第９図の各部波形図、第12
図は従来の電源平滑回路を示す回路図、第13図は第12図
の説明波形図である。 101……パワートランス、102p……全波整流器、103p…
…平滑コンデンサ、104p……電圧シフト回路、105p……
補助コンデンサ、106p……遮断ダイオード、107p……電
圧監視回路、108p……スイッチング回路、CC……定電流
回路、CV……定電圧回路、Ds……保護ダイオード

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】１次側にAC電圧が印加されるパワートラン
ス（101）と、該パワートランスの２次側に発生する交流電圧を全波整
流するダイオード構成の全波整流器（102p,102n）と該全波整流器の出力端子と負荷へ電圧を供給する電圧供
給端子間に設けられ、全波整流器から出力される整流電
圧を減少方向にシフトする電圧シフト回路（104p,104
n）と、負荷に並列に接続されると共に、電圧シフト回路を介し
て充電される平滑コンデンサ（103p,103n）と、前記全波整流器出力と遮断ダイオード（106p,106n）を
介して接続され、全波整流器の出力電圧に基づいて充電
される補助コンデンサ（105p,105n）と、全波整流器出力電圧を分圧した電圧V_Jと平滑コンデンサ
の端子電圧V_Cが入力され、V_J≦V_Cとなったか監視する監
視回路（107p,107n）と、前記補助コンデンサの充放電端子と前記全波整流器の出
力部間に設けられ、V_J≦V_Cのときオンして補助コンデン
サに蓄えられたエネルギーを保護ダイオード（D_S）を介
して全波整流器出力端子に導き、電圧シフト回路（104
p,104n）を介して負荷に供給するスイッチング回路（10
8p,108n）を有することを特徴とする電源平滑回路。