JPS6160669B2 - - Google Patents
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- JPS6160669B2 JPS6160669B2 JP54031210A JP3121079A JPS6160669B2 JP S6160669 B2 JPS6160669 B2 JP S6160669B2 JP 54031210 A JP54031210 A JP 54031210A JP 3121079 A JP3121079 A JP 3121079A JP S6160669 B2 JPS6160669 B2 JP S6160669B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5383—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a self-oscillating arrangement
- H02M7/53846—Control circuits
- H02M7/53862—Control circuits using transistor type converters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
- H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
- H03K3/26—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback
- H03K3/30—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of bipolar transistors with internal or external positive feedback using a transformer for feedback, e.g. blocking oscillator
-
- H—ELECTRICITY
- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
- H05B41/14—Circuit arrangements
- H05B41/36—Controlling
- H05B41/38—Controlling the intensity of light
- H05B41/39—Controlling the intensity of light continuously
- H05B41/392—Controlling the intensity of light continuously using semiconductor devices, e.g. thyristor
- H05B41/3921—Controlling the intensity of light continuously using semiconductor devices, e.g. thyristor with possibility of light intensity variations
- H05B41/3925—Controlling the intensity of light continuously using semiconductor devices, e.g. thyristor with possibility of light intensity variations by frequency variation
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
- Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10S315/00—Electric lamp and discharge devices: systems
- Y10S315/02—High frequency starting operation for fluorescent lamp
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、一般に電力供給回路、詳述すれば、
高性能プツシユプルインバーター発振器、若しく
は非安定マルチバイブレータに関するものであ
る。
高性能プツシユプルインバーター発振器、若しく
は非安定マルチバイブレータに関するものであ
る。
周知のとおり、プツシユプルインバーターの主
な機能は、直流または単方向電圧入力を交流電圧
に変換することである。このような変換器を用い
る場合、非能率な回路構成に要する要素のサイジ
ングに関聯して生ずる寸法上および経費上の不利
益を先づ第一に避けるために、このエネルギーの
変換が最少のエネルギー損失と電力消費で行われ
ることが重要である。典型的なプツシユプルイン
バーター回路は例えば、米国特許第3579026号、
同第3663994号、同第3691450号および同第
3913036号に開示されている。
な機能は、直流または単方向電圧入力を交流電圧
に変換することである。このような変換器を用い
る場合、非能率な回路構成に要する要素のサイジ
ングに関聯して生ずる寸法上および経費上の不利
益を先づ第一に避けるために、このエネルギーの
変換が最少のエネルギー損失と電力消費で行われ
ることが重要である。典型的なプツシユプルイン
バーター回路は例えば、米国特許第3579026号、
同第3663994号、同第3691450号および同第
3913036号に開示されている。
典型的なプツシユプルインバーター発振器にお
ける好ましくないエネルギー損失を助長する種々
の要因のうち、最も重大なものは、両切換手段
（普通、トランジスタで構成する）が同時に導通
する、いわゆる共通モード導通である。この損失
要因は使用する大部分のトランジスタ切換手段の
ターンオフ動作に関聯して起る内在的、かつ不可
避的遅延の結果であり、前記トランジスタ切換手
段のターンオン動作の場合にはこれに対応する遅
延が起らない。このように、１つの単純な方形波
電流または電圧を用いて一つのプツシユプル回路
に接続された１対の典型的なトランジスタ切換手
段を作動させる場合、この共通モード導通が常に
起る。
ける好ましくないエネルギー損失を助長する種々
の要因のうち、最も重大なものは、両切換手段
（普通、トランジスタで構成する）が同時に導通
する、いわゆる共通モード導通である。この損失
要因は使用する大部分のトランジスタ切換手段の
ターンオフ動作に関聯して起る内在的、かつ不可
避的遅延の結果であり、前記トランジスタ切換手
段のターンオン動作の場合にはこれに対応する遅
延が起らない。このように、１つの単純な方形波
電流または電圧を用いて一つのプツシユプル回路
に接続された１対の典型的なトランジスタ切換手
段を作動させる場合、この共通モード導通が常に
起る。
エネルギー損失の第２の最も重大な原因は、各
トランジスタ切換手段のオフ転換中にその内部に
生ずる電力消費である。この要因を最少にするた
めには各トランジスタをその最高切換速度性能付
近で作動させることが重要である。この最高切換
速度はトランジスタのベース・エミツタ接合部に
蓄積された電荷キヤリア（Charge Carriers）を
再結合により消散させることによるよりも、むし
ろそれらをトランジスタのベース・エミツタ接合
部からできるだけ速やかに排除することにより得
られる。
トランジスタ切換手段のオフ転換中にその内部に
生ずる電力消費である。この要因を最少にするた
めには各トランジスタをその最高切換速度性能付
近で作動させることが重要である。この最高切換
速度はトランジスタのベース・エミツタ接合部に
蓄積された電荷キヤリア（Charge Carriers）を
再結合により消散させることによるよりも、むし
ろそれらをトランジスタのベース・エミツタ接合
部からできるだけ速やかに排除することにより得
られる。
典型的プツシユプルインバーターにおけるその
他のエネルギー損失は、トランジスタ切換手段を
そのコレクタ電圧が最低コレクタ電圧レベルにな
る前にオンにすることから生ずる。このコレクタ
電圧の低下は他方のトランジスタ切換手段が非導
通になつてから起る。
他のエネルギー損失は、トランジスタ切換手段を
そのコレクタ電圧が最低コレクタ電圧レベルにな
る前にオンにすることから生ずる。このコレクタ
電圧の低下は他方のトランジスタ切換手段が非導
通になつてから起る。
重大なエネルギー損失の典型は、トランジスタ
が完全にオフ（つまり非導通）になる以前にその
コレクタ電圧が著しく上昇した場合、すなわち、
各トランジスタ切換手段のターンオン動作中にも
起る。
が完全にオフ（つまり非導通）になる以前にその
コレクタ電圧が著しく上昇した場合、すなわち、
各トランジスタ切換手段のターンオン動作中にも
起る。
典型的プツシユプルインバーターにおける重大
なエネルギー損失のさらに他の原因は、各トラン
ジスタが導通中その内部に生ずる電力消費であ
る。この損失要因を最少にするためには、コレク
タ電流に対応する適切、かつ非過度のベース駆動
を一定時に行うことが必要である。
なエネルギー損失のさらに他の原因は、各トラン
ジスタが導通中その内部に生ずる電力消費であ
る。この損失要因を最少にするためには、コレク
タ電流に対応する適切、かつ非過度のベース駆動
を一定時に行うことが必要である。
本発明は公知のプツシユプルインバーター発振
器、若しくは非安定マルチバイブレータ回路に典
型的に生ずる容認し難いエネルギー損失を最少に
するための手段を提供するものである。
器、若しくは非安定マルチバイブレータ回路に典
型的に生ずる容認し難いエネルギー損失を最少に
するための手段を提供するものである。
本発明によれば、飽和インダクターが各トラン
ジスタ切換手段に対して設けられ、トランジスタ
のベース・エミツタ接合に跨つて接続され、ダイ
オードが各可飽和インダクターに並列に接続され
る。そして、各トランジスタのベースに一定時間
印加された電圧がそれに関聯した可飽和インダク
ターを飽和させ、その飽和と同時にベース電流の
流れを速やかに断ち、かつトランジスタを迅速に
非導通するために、そのベース・エミツタ接合部
に蓄積された電荷キヤリアの急速排除用回路をつ
くるようになつている。
ジスタ切換手段に対して設けられ、トランジスタ
のベース・エミツタ接合に跨つて接続され、ダイ
オードが各可飽和インダクターに並列に接続され
る。そして、各トランジスタのベースに一定時間
印加された電圧がそれに関聯した可飽和インダク
ターを飽和させ、その飽和と同時にベース電流の
流れを速やかに断ち、かつトランジスタを迅速に
非導通するために、そのベース・エミツタ接合部
に蓄積された電荷キヤリアの急速排除用回路をつ
くるようになつている。
本発明の他の特徴によれば、トランジスタ切換
手段の正帰還手段が、ベース駆動電流の早期供給
を防ぐ目的で、トランジスタのコレクタ電流に比
例するベース駆動電流を供給するか、または（こ
れに代えて）、１個の遅延手段よりなる電圧帰還
手段が、トランジスタのコレクタ電圧がその最低
レベルにまで減少する前に各トランジスタの導通
を防ぐようになつている。
手段の正帰還手段が、ベース駆動電流の早期供給
を防ぐ目的で、トランジスタのコレクタ電流に比
例するベース駆動電流を供給するか、または（こ
れに代えて）、１個の遅延手段よりなる電圧帰還
手段が、トランジスタのコレクタ電圧がその最低
レベルにまで減少する前に各トランジスタの導通
を防ぐようになつている。
本発明のさらに他の特徴によれば、トランジス
タ切換手段のコレクタ間に接続されたコンデンサ
がコレクタ電圧の変化率を抑制し、かつトランジ
スタのターンオン動作と同時に主変圧器の誘導電
流用回路をつくるようになつている。
タ切換手段のコレクタ間に接続されたコンデンサ
がコレクタ電圧の変化率を抑制し、かつトランジ
スタのターンオン動作と同時に主変圧器の誘導電
流用回路をつくるようになつている。
本発明は、またこのインバーター回路をトリガ
して発振させる新規な手段を提供するものであ
る。
して発振させる新規な手段を提供するものであ
る。
したがつて、本発明の重要な目的の一つは、ト
ランジスタの同時導通、トランジスタの不完全切
換および不適切、若しくは過度のベース駆動から
生ずるエネルギー損失を最少にする高性能プツシ
ユプルインバーター発振器、または非安定マルチ
バイブレータ回路を提供し、これにより比較的緩
まん、かつ安価なトランジスタの使用を可能にす
ることにある。
ランジスタの同時導通、トランジスタの不完全切
換および不適切、若しくは過度のベース駆動から
生ずるエネルギー損失を最少にする高性能プツシ
ユプルインバーター発振器、または非安定マルチ
バイブレータ回路を提供し、これにより比較的緩
まん、かつ安価なトランジスタの使用を可能にす
ることにある。
本発明の他の重要な目的は、トランジスタ切換
手段のターンオフ動作中に、そのベース・エミツ
タ接合部から電荷キヤリアをできるだけ迅速に排
除することにより、前記トランジスタ切換手段が
その最高切換速度付近で作動するような高性能プ
ツシユプルインバーターを提供することにある。
手段のターンオフ動作中に、そのベース・エミツ
タ接合部から電荷キヤリアをできるだけ迅速に排
除することにより、前記トランジスタ切換手段が
その最高切換速度付近で作動するような高性能プ
ツシユプルインバーターを提供することにある。
本発明のさらに他の重要な一つの目的は、トラ
ンジスタ切換手段の早期導通にかゝわるエネルギ
ー損失を避けることにある。
ンジスタ切換手段の早期導通にかゝわるエネルギ
ー損失を避けることにある。
本発明のさらに他の重要な目的は、トランジス
タの非導通に先立つコレクタ電流の著しい上昇を
防ぐことによりエネルギー損失を最少にすること
にある。
タの非導通に先立つコレクタ電流の著しい上昇を
防ぐことによりエネルギー損失を最少にすること
にある。
本発明のさらに他の重要な一つの目的は、トラ
ンジスタ切換手段に対する適切、かつ非過度なベ
ース駆動を提供することにある。
ンジスタ切換手段に対する適切、かつ非過度なベ
ース駆動を提供することにある。
本発明のさらに他の重要な一つの目的は、この
インバーター回路をトリガする手段を提供するこ
とにある。
インバーター回路をトリガする手段を提供するこ
とにある。
これらの目的およびその他の目的は添付図面を
参照して本発明の好ましい実施例を開示した以下
の説明により明らかになる。
参照して本発明の好ましい実施例を開示した以下
の説明により明らかになる。
第１図を参照すると、符合１５で総括的に示し
たプツシユプルインバーター発振器、若しくは非
安定マルチバイブレータは２個の交互に導通する
トランジスタ切換手段１６，１７よりなる。各ト
ランジスタの両エミツタは単方向電圧入力端子
B-のリード１８に接続し、トランジスタ１６の
ベース端子はベースリードまたは線１９を介して
公知の環状不飽和変流器２２の巻線２１に接続
し、前記巻線２１の他端はトランジスタ１７のベ
ースリード２３に接続している。
たプツシユプルインバーター発振器、若しくは非
安定マルチバイブレータは２個の交互に導通する
トランジスタ切換手段１６，１７よりなる。各ト
ランジスタの両エミツタは単方向電圧入力端子
B-のリード１８に接続し、トランジスタ１６の
ベース端子はベースリードまたは線１９を介して
公知の環状不飽和変流器２２の巻線２１に接続
し、前記巻線２１の他端はトランジスタ１７のベ
ースリード２３に接続している。
１対の可飽和インダクター２４，２６がトラン
ジスタ１６，１７の夫々ベース・エミツタ接合に
跨つて直接接続され、またダイオード２７，２８
は前記インダクター２４，２６にそれぞれ並列に
接続している。
ジスタ１６，１７の夫々ベース・エミツタ接合に
跨つて直接接続され、またダイオード２７，２８
は前記インダクター２４，２６にそれぞれ並列に
接続している。
トランジスタ１６のコレクタリード２９は変流
器２２の巻線３１を通じて公知の主変圧器３３の
１次端子３２に接続されている。同様に、コレク
タリード３４は変流器２２の巻線３６を通じて変
圧器３３の他の１次リード３７に接続している。
器２２の巻線３１を通じて公知の主変圧器３３の
１次端子３２に接続されている。同様に、コレク
タリード３４は変流器２２の巻線３６を通じて変
圧器３３の他の１次リード３７に接続している。
符号３８で示す入力端子B+は変圧器３３の１
次側中央タツプに接続し、抵抗３９およびコンデ
ンサ４１を通じてB-リード１８に接続してい
る。ダイアツク４２は抵抗３９およびコンデンサ
４１の接続点と、ベースリード１９との間に接続
しており、この抵抗およびコンデンサと共同して
インバーター回路１５の発振を開始するためのト
リガパルスをつくる。回路１５がひとたびトリガ
されて発振すると、トリガパルスは前記回路に無
視できる程度の影響しか与えないので、トランジ
スタ１６，１７は公知の作用で交互に導通して変
圧器３３の１次側に交流電圧をつくり、その結
果、実質的に方形波の電圧を変圧器３３の２次端
子４３，４４に発生させる。発振を持続させるた
めには、十分な誘導エネルギーが、主変圧器に周
期的に蓄積されることが必要である。何故なら、
各１／２サイクル後に発振を再トリガする直流バイア スは存在していないからである。コンデンサ４６
はコレクタリード２９，３４間に接続されてい
る。
次側中央タツプに接続し、抵抗３９およびコンデ
ンサ４１を通じてB-リード１８に接続してい
る。ダイアツク４２は抵抗３９およびコンデンサ
４１の接続点と、ベースリード１９との間に接続
しており、この抵抗およびコンデンサと共同して
インバーター回路１５の発振を開始するためのト
リガパルスをつくる。回路１５がひとたびトリガ
されて発振すると、トリガパルスは前記回路に無
視できる程度の影響しか与えないので、トランジ
スタ１６，１７は公知の作用で交互に導通して変
圧器３３の１次側に交流電圧をつくり、その結
果、実質的に方形波の電圧を変圧器３３の２次端
子４３，４４に発生させる。発振を持続させるた
めには、十分な誘導エネルギーが、主変圧器に周
期的に蓄積されることが必要である。何故なら、
各１／２サイクル後に発振を再トリガする直流バイア スは存在していないからである。コンデンサ４６
はコレクタリード２９，３４間に接続されてい
る。
インバーター回路１５の作用において、例とし
てトランジスタ１６を考えてみると、このトラン
ジスタはベース電流がベースリード１９に流れる
限り導通しており、この状態は電荷キヤリアが前
記トランジスタのベース・エミツタ接合部から除
去されるまで続く。電圧が可飽和インダクター２
４の飽和特性により定められた時間だけトランジ
スタ１６のベースリード１９に印加されると、前
記インダクターは飽和する。そしてインダクター
２４の飽和と同時に、電流はトランジスタ１６の
ベースに流れなくなる。しかし、飽和インダクタ
ーは一方向に流れる電流の短絡回路を効果的に構
成するので、トランジスタ１６のベース・エミツ
タ接合部に蓄積された電荷キヤリアは飽和インダ
クター２４によりつくられる通路を経て急速に排
除されるので、前記トランジスタ１６を急激かつ
急速に非導通にする。可飽和インダクター２４，
２６はそれに関聯するトランジスタのベース・エ
ミツタ接合に直接接続しているので、前記接合の
放電電流は低抵抗流路を流れ、バイアス手段の干
渉インピーダンスを回避する。ベース・エミツタ
接合における電荷キヤリアの急速な排除はトラン
ジスタ１６の実質的ターンオフ動作遅延および漸
進的ターンオン動作を招来することになる自然的
再結合過程に要する時間よりはるかに短い時間内
に行なわれる。
てトランジスタ１６を考えてみると、このトラン
ジスタはベース電流がベースリード１９に流れる
限り導通しており、この状態は電荷キヤリアが前
記トランジスタのベース・エミツタ接合部から除
去されるまで続く。電圧が可飽和インダクター２
４の飽和特性により定められた時間だけトランジ
スタ１６のベースリード１９に印加されると、前
記インダクターは飽和する。そしてインダクター
２４の飽和と同時に、電流はトランジスタ１６の
ベースに流れなくなる。しかし、飽和インダクタ
ーは一方向に流れる電流の短絡回路を効果的に構
成するので、トランジスタ１６のベース・エミツ
タ接合部に蓄積された電荷キヤリアは飽和インダ
クター２４によりつくられる通路を経て急速に排
除されるので、前記トランジスタ１６を急激かつ
急速に非導通にする。可飽和インダクター２４，
２６はそれに関聯するトランジスタのベース・エ
ミツタ接合に直接接続しているので、前記接合の
放電電流は低抵抗流路を流れ、バイアス手段の干
渉インピーダンスを回避する。ベース・エミツタ
接合における電荷キヤリアの急速な排除はトラン
ジスタ１６の実質的ターンオフ動作遅延および漸
進的ターンオン動作を招来することになる自然的
再結合過程に要する時間よりはるかに短い時間内
に行なわれる。
トランジスタ１６がオフされると、コレクタ電
圧は上昇する。しかし乍ら、コレクタリード２
９，３４間に接続されたコンデンサによりコレク
タ電圧の上昇率は抑制される。その結果、トラン
ジスタ１６は、そのコレクタ電圧が著しく上昇す
る前に、オフまたは非導通になり、そのターンオ
フ過程中のエネルギー消費をさける。コンデンサ
４６は普通に使用されている回路要素を用いる場
合には欠かすことはできないが、極度に可飽性の
ある磁性材料をインダクター２４，２６に用いれ
ば、このコンデンサを回路中に用いなくても済
む。また、その代りに、各トランジスタ１６，１
７のコレクタおよびエミツタ端子間に１個のコン
デンサ（図示せず）を結合してもよい。トランジ
スタ１６のベース・エミツタ接合からの蓄積され
た電荷キヤリアの流れはインダクター２４を通る
電流となる。たとえ飽和しても、インダクター２
４には少くとも少量の残留インピーダンスがある
ので、その結果、トランジスタ１６のベースに電
荷キヤリアがなくなるとすぐに、電流が短時間イ
ンダクター２４を通じて流れる。したがつて、ダ
イオード２７はトランジスタ１６のベースに過度
の逆電圧が印加されるのを防ぎ、この短時間継続
して流れる誘導電流の流路をつくることになる。
圧は上昇する。しかし乍ら、コレクタリード２
９，３４間に接続されたコンデンサによりコレク
タ電圧の上昇率は抑制される。その結果、トラン
ジスタ１６は、そのコレクタ電圧が著しく上昇す
る前に、オフまたは非導通になり、そのターンオ
フ過程中のエネルギー消費をさける。コンデンサ
４６は普通に使用されている回路要素を用いる場
合には欠かすことはできないが、極度に可飽性の
ある磁性材料をインダクター２４，２６に用いれ
ば、このコンデンサを回路中に用いなくても済
む。また、その代りに、各トランジスタ１６，１
７のコレクタおよびエミツタ端子間に１個のコン
デンサ（図示せず）を結合してもよい。トランジ
スタ１６のベース・エミツタ接合からの蓄積され
た電荷キヤリアの流れはインダクター２４を通る
電流となる。たとえ飽和しても、インダクター２
４には少くとも少量の残留インピーダンスがある
ので、その結果、トランジスタ１６のベースに電
荷キヤリアがなくなるとすぐに、電流が短時間イ
ンダクター２４を通じて流れる。したがつて、ダ
イオード２７はトランジスタ１６のベースに過度
の逆電圧が印加されるのを防ぎ、この短時間継続
して流れる誘導電流の流路をつくることになる。
ダイオード２７はまた、それと関聯していない
トランジスタのベースに向う正方向電流用流路を
つくる。正帰還電流は不飽和変流器２２により供
給され、その巻線３１，３６および２１によりト
ランジスタのコレクタ電流に比例するトランジス
タ１６，１７のベース駆動電流をつくり、これに
より、トランジスタのコレクタ電流が低い場合に
も過度の駆動を起すことなく適切なベース駆動が
保証される。可飽和インダクター２４，２６に印
加される電圧の周期的反転はその鉄心をリセツト
する。
トランジスタのベースに向う正方向電流用流路を
つくる。正帰還電流は不飽和変流器２２により供
給され、その巻線３１，３６および２１によりト
ランジスタのコレクタ電流に比例するトランジス
タ１６，１７のベース駆動電流をつくり、これに
より、トランジスタのコレクタ電流が低い場合に
も過度の駆動を起すことなく適切なベース駆動が
保証される。可飽和インダクター２４，２６に印
加される電圧の周期的反転はその鉄心をリセツト
する。
コンデンサ４６は各トランジスタ１６，１７の
ターンオフによつて、主変圧器の１次側誘導電流
路をつくる。例としてトランジスタ１６を考えて
みると、このトランジスタが導通すると、そこを
流れてきた負荷電流は別として、一定量の誘導電
流が主変圧器の漏えいインダクタンス中に蓄積さ
れる。既述のトランジスタ１６は急速にオフされ
るので、この誘導電流は流れ続ける。この電流は
最初はコレクタ間に接続されたコンデンサ４６に
流れるだけであるが、トランジスタ１７のコレク
タ電圧が０になつてコレクタ２９の電圧が入力端
子B+の値の２倍になると、入力端子B-のリード
１８からダイオード２８、トランジスタ１７のベ
ース・コレクタ接合および主変圧器３３を経て
B+リード３８に流れることになる。このように
して、トランジスタ１６のオン期間中に蓄積され
た漏えい電流から生ずるエネルギーは入力端子
B+に強制的に戻される。エネルギー消費を最少
にするとともに、安定発振を保証するためには、
主変圧器３３の漏えいインダクタンスが、この反
転過程を強制するためにトランジスタ１６，１７
を用いることなしに、コレクタ電圧の完全な反転
を保証するに十分なだけ大きいことが必要であ
る。
ターンオフによつて、主変圧器の１次側誘導電流
路をつくる。例としてトランジスタ１６を考えて
みると、このトランジスタが導通すると、そこを
流れてきた負荷電流は別として、一定量の誘導電
流が主変圧器の漏えいインダクタンス中に蓄積さ
れる。既述のトランジスタ１６は急速にオフされ
るので、この誘導電流は流れ続ける。この電流は
最初はコレクタ間に接続されたコンデンサ４６に
流れるだけであるが、トランジスタ１７のコレク
タ電圧が０になつてコレクタ２９の電圧が入力端
子B+の値の２倍になると、入力端子B-のリード
１８からダイオード２８、トランジスタ１７のベ
ース・コレクタ接合および主変圧器３３を経て
B+リード３８に流れることになる。このように
して、トランジスタ１６のオン期間中に蓄積され
た漏えい電流から生ずるエネルギーは入力端子
B+に強制的に戻される。エネルギー消費を最少
にするとともに、安定発振を保証するためには、
主変圧器３３の漏えいインダクタンスが、この反
転過程を強制するためにトランジスタ１６，１７
を用いることなしに、コレクタ電圧の完全な反転
を保証するに十分なだけ大きいことが必要であ
る。
変換回路１５が負荷に対して約75ワツトの電力
を供給する場合のスイツチングトランジスタ１
６，１７の各々における電力消失は約0.25ワツト
に過ぎないので、ヒートシンクを別個に設ける必
要はない。
を供給する場合のスイツチングトランジスタ１
６，１７の各々における電力消失は約0.25ワツト
に過ぎないので、ヒートシンクを別個に設ける必
要はない。
変換回路１５のトランジスタのコレクタ電圧Ｅ
(C)およびベース電圧Ｅ(B)をそれぞれ第２図Ａおよ
びＢに示す。第２図Ａに示すとおり、コレクタ電
圧の上昇および下降は、符号５１，５２で示すよ
うに、抑制される。トランジスタのベース電圧
は、第２図Ｂに符号５３で示すように、逆電流
（図示せず）がトランジスタ内を流れなくなるの
とほとんど同時に正になる。また、符号５４で示
すとおり、ベース電圧は可飽和インダクターが飽
和すると急激に０になり、これによりベース・エ
ミツタ接合中に蓄積された電荷キヤリアの排除が
自然的再結合に要する時間よりはるかに短時間で
行われる。
(C)およびベース電圧Ｅ(B)をそれぞれ第２図Ａおよ
びＢに示す。第２図Ａに示すとおり、コレクタ電
圧の上昇および下降は、符号５１，５２で示すよ
うに、抑制される。トランジスタのベース電圧
は、第２図Ｂに符号５３で示すように、逆電流
（図示せず）がトランジスタ内を流れなくなるの
とほとんど同時に正になる。また、符号５４で示
すとおり、ベース電圧は可飽和インダクターが飽
和すると急激に０になり、これによりベース・エ
ミツタ接合中に蓄積された電荷キヤリアの排除が
自然的再結合に要する時間よりはるかに短時間で
行われる。
本発明は主として螢光ランプ用高性能安定回路
に用いられる。この回路は第３図において総括的
に符号５６で示される。図示のように、ダイオー
ド５７，５８，５９，６１、および電解コンデン
サ６２よりなるブリツジ整流器はターミナル６
３，６４に印加される交流電流を整流された直流
電流として、入力端子B+リード６６およびB-リ
ード７０に加える。
に用いられる。この回路は第３図において総括的
に符号５６で示される。図示のように、ダイオー
ド５７，５８，５９，６１、および電解コンデン
サ６２よりなるブリツジ整流器はターミナル６
３，６４に印加される交流電流を整流された直流
電流として、入力端子B+リード６６およびB-リ
ード７０に加える。
前記B+リードは主変圧器６７の１次巻線の中
央タツプに接続される。この１次巻線は第１図の
インバーター回路１５のリード３２，３７に対応
するリード６８，７５をもつ。２次巻線６９，７
１および７２はリード６８、安定器７６を経てリ
ード７９に接続する１つの安定回路中で２個の螢
光ランプ７３，７４の４本の分離したフイラメン
トに加熱用電力を供給する。第３図の回路５６の
他の作用は第１図の変換器回路１５の作用と同一
であり、第３図における各対応要素は（′）符号
で示されている。
央タツプに接続される。この１次巻線は第１図の
インバーター回路１５のリード３２，３７に対応
するリード６８，７５をもつ。２次巻線６９，７
１および７２はリード６８、安定器７６を経てリ
ード７９に接続する１つの安定回路中で２個の螢
光ランプ７３，７４の４本の分離したフイラメン
トに加熱用電力を供給する。第３図の回路５６の
他の作用は第１図の変換器回路１５の作用と同一
であり、第３図における各対応要素は（′）符号
で示されている。
第４図は符号７７で総括的に示すインバーター
発振器回路よりなる本発明の他の実施例を示すも
ので、これもまた螢光ランプ用高性能安定回路に
用いられる。第４図に示す要素の数値および型式
は例示的なものであり、要素の選択は特定の回路
用途により決定される設計選択上の問題であるこ
とが理解されよう。
発振器回路よりなる本発明の他の実施例を示すも
ので、これもまた螢光ランプ用高性能安定回路に
用いられる。第４図に示す要素の数値および型式
は例示的なものであり、要素の選択は特定の回路
用途により決定される設計選択上の問題であるこ
とが理解されよう。
第４図に示す要素の好ましい数値は“瞬間起動
型”の２個の40ワツト、48インチ螢光ランプを作
動させる回路に用いられる。
型”の２個の40ワツト、48インチ螢光ランプを作
動させる回路に用いられる。
回路７７において、１対の交互導通トランジス
タ切換手段７８，７９はB-リード８１に接続す
るエミツタ端子をもつ。回路７７では、２個の可
飽和インダクターおよび不飽和変流器（第１図に
示す要素２４，２６，２２）を用いる代りに、２
個の環状鉄心をもつ飽和変流器８２，８３を用い
ている。トランジスタ７８のコレクタは変流器８
２の巻線８４および変流器８３の巻線８６を通じ
て８８で総括的に示す主変圧器の１次リード８７
に接続される。同様に、トランジスタ７９のコレ
クタは変流器８２の巻線８９および変流器８３の
巻線９１を通じて主変圧器８８の他の１次側リー
ド９２に接続される。変流器８２の巻線９３は、
トランジスタ７８のベースリード９６とB-リー
ド８１との間で、ダイオード９４と並列に接続さ
れる。同様に、変流器８３の巻線９７は、トラン
ジスタ７９のベースリード９９とB-リード８１
との間で、ダイオード９８と並列に接続されてい
る。コンデンサ１０１はトランジスタ７８，７９
のコレクタ間に接続される。
タ切換手段７８，７９はB-リード８１に接続す
るエミツタ端子をもつ。回路７７では、２個の可
飽和インダクターおよび不飽和変流器（第１図に
示す要素２４，２６，２２）を用いる代りに、２
個の環状鉄心をもつ飽和変流器８２，８３を用い
ている。トランジスタ７８のコレクタは変流器８
２の巻線８４および変流器８３の巻線８６を通じ
て８８で総括的に示す主変圧器の１次リード８７
に接続される。同様に、トランジスタ７９のコレ
クタは変流器８２の巻線８９および変流器８３の
巻線９１を通じて主変圧器８８の他の１次側リー
ド９２に接続される。変流器８２の巻線９３は、
トランジスタ７８のベースリード９６とB-リー
ド８１との間で、ダイオード９４と並列に接続さ
れる。同様に、変流器８３の巻線９７は、トラン
ジスタ７９のベースリード９９とB-リード８１
との間で、ダイオード９８と並列に接続されてい
る。コンデンサ１０１はトランジスタ７８，７９
のコレクタ間に接続される。
B+リード１０２は抵抗１０３およびコンデン
サ１０４を通じてB-リード８１に接続され、ま
たダイアツク１０６はこの抵抗とコンデンサの接
続点とベースリード９６に接続されており、これ
により、発振の開始およびトランジスタ７８，７
９の交互導通を行うためのトリガパルスをつく
る。B+リード１０２は、また変圧器８８の１次
巻線の中央タツプに接続される。この変圧器８８
は直列に接続された螢光ランプ１１１および１１
２のフイラメント加熱用２次巻線１０７，１０８
および１０９を備え前記２個の螢光ランプは安定
器１１３を通じてリード８７と９２の間に接続さ
れている。
サ１０４を通じてB-リード８１に接続され、ま
たダイアツク１０６はこの抵抗とコンデンサの接
続点とベースリード９６に接続されており、これ
により、発振の開始およびトランジスタ７８，７
９の交互導通を行うためのトリガパルスをつく
る。B+リード１０２は、また変圧器８８の１次
巻線の中央タツプに接続される。この変圧器８８
は直列に接続された螢光ランプ１１１および１１
２のフイラメント加熱用２次巻線１０７，１０８
および１０９を備え前記２個の螢光ランプは安定
器１１３を通じてリード８７と９２の間に接続さ
れている。
回路７７のトランジスタ７８，７９用巻線９
３，９７は、第１図の回路１５に用いられるイン
ダクター２４，２６と同等の機能をもつ飽和イン
ダクター手段から成る。飽和変流器８２，８３
は、またベース駆動電流の早期供給を防ぐため、
トランジスタ７８，７９の各々にコレクタ電流に
比例するベース駆動電流を送る。ただ一つの変流
器に変えて、二つの可飽和変流器を使用すること
により、トランジスタのベースをしや断する。こ
のしや断が行われなければ、トランジスタからの
接合放電流は簡単に他のトランジスタをターンオ
ンし易い。回路７７の通常の動作は前述した回路
の動作と同一である。
３，９７は、第１図の回路１５に用いられるイン
ダクター２４，２６と同等の機能をもつ飽和イン
ダクター手段から成る。飽和変流器８２，８３
は、またベース駆動電流の早期供給を防ぐため、
トランジスタ７８，７９の各々にコレクタ電流に
比例するベース駆動電流を送る。ただ一つの変流
器に変えて、二つの可飽和変流器を使用すること
により、トランジスタのベースをしや断する。こ
のしや断が行われなければ、トランジスタからの
接合放電流は簡単に他のトランジスタをターンオ
ンし易い。回路７７の通常の動作は前述した回路
の動作と同一である。
前述の回路において、可飽和インダクターがイ
ンバーターとして効果的であるためには、これら
の部分は適度に可能なだけ小さくすることが重要
である。７７の回路で用いられている飽和インダ
クターは好ましくは0.15の直径のフエライトトロ
イダルコアを含む。
ンバーターとして効果的であるためには、これら
の部分は適度に可能なだけ小さくすることが重要
である。７７の回路で用いられている飽和インダ
クターは好ましくは0.15の直径のフエライトトロ
イダルコアを含む。
図５Ａ，Ｂ，Ｃは、コレクタ電圧Ｅ(C)と、ベー
ス電圧Ｅ(B)とコレクタ電流Ｉ(C)の典型的波形であ
る。おのおの、第４図のトランジスタの一つに
160VのB+電圧を印加するが、それは120V−60Hz
の商用電源に接続された通常の両波整流器（第３
図に示されるのと同型のもの）から得られる。
ス電圧Ｅ(B)とコレクタ電流Ｉ(C)の典型的波形であ
る。おのおの、第４図のトランジスタの一つに
160VのB+電圧を印加するが、それは120V−60Hz
の商用電源に接続された通常の両波整流器（第３
図に示されるのと同型のもの）から得られる。
第５Ａ図に示すように、コレクタ電圧の変化率
は符号１１６及び１１７に示すごとく制限され
る。
は符号１１６及び１１７に示すごとく制限され
る。
第５Ｃ図における符号１２１によつてあらわさ
れたように、コレクタ逆電流がなくなつたときベ
ース電圧１１８が正となる。
れたように、コレクタ逆電流がなくなつたときベ
ース電圧１１８が正となる。
このベース電圧は可飽和インダクターが前述の
ように飽和すると、符号１１９で示すように、急
速に減少して０になる。ベース駆動が停止した
後、コレクタ電圧が上昇し、コレクタ電流が０に
減少する。
ように飽和すると、符号１１９で示すように、急
速に減少して０になる。ベース駆動が停止した
後、コレクタ電圧が上昇し、コレクタ電流が０に
減少する。
第６図は本発明の他の実施例１２６を示すもの
でここでは帰還電流は主変圧器の独立の巻線によ
りつくられる。なお、本図においては、さきに説
明したトリガ回路構成は簡略化のために省略して
ある。
でここでは帰還電流は主変圧器の独立の巻線によ
りつくられる。なお、本図においては、さきに説
明したトリガ回路構成は簡略化のために省略して
ある。
１対のトランジスタ１２７，１２８はエミツタ
端子をB-リード１２９に、そしてコレクタを主
変圧器１３３の１次リード１３１および１３２に
それぞれ接続させており、前記主変圧器１３３は
その中央タツプにおいてB+リード１３４に接続
された１次巻線をもつ。回路１２６は主変圧器１
３３の２次巻線に接続された出力端子１３６，１
３７において方形波電圧を印加するように作動す
る。トランジスタ１２７のベースリード１３８は
環状鉄心飽和変流器１４１の巻線１３９を通じて
B-リード１２９に接続され、又ダイオード１４
２が巻線１３９と並列に接続されている。同様に
トランジスタ１２８のベースリード１４３が環状
鉄心飽和変流器１４６上の巻線１４４を通じて
B-リード１２９に接続され、またダイオード１
４７が巻線１４４と並列接続している。
端子をB-リード１２９に、そしてコレクタを主
変圧器１３３の１次リード１３１および１３２に
それぞれ接続させており、前記主変圧器１３３は
その中央タツプにおいてB+リード１３４に接続
された１次巻線をもつ。回路１２６は主変圧器１
３３の２次巻線に接続された出力端子１３６，１
３７において方形波電圧を印加するように作動す
る。トランジスタ１２７のベースリード１３８は
環状鉄心飽和変流器１４１の巻線１３９を通じて
B-リード１２９に接続され、又ダイオード１４
２が巻線１３９と並列に接続されている。同様に
トランジスタ１２８のベースリード１４３が環状
鉄心飽和変流器１４６上の巻線１４４を通じて
B-リード１２９に接続され、またダイオード１
４７が巻線１４４と並列接続している。
主変圧器１３３の独立した巻線１４８はB-リ
ード１２９に接続した第１リード１４９をもつ。
巻線１４８はその第２リードを飽和インバーター
１５１に接続し、この誘導子はコンデンサ１５２
を通じてリード１４９に接続している。飽和誘導
子１５１は変流器１４１の巻線１５４と直列の抵
抗１５３を通じてB-リード１２９に接続してい
る。
ード１２９に接続した第１リード１４９をもつ。
巻線１４８はその第２リードを飽和インバーター
１５１に接続し、この誘導子はコンデンサ１５２
を通じてリード１４９に接続している。飽和誘導
子１５１は変流器１４１の巻線１５４と直列の抵
抗１５３を通じてB-リード１２９に接続してい
る。
飽和誘導子１５１は、また抵抗１５６を通じて
変流器１４６の巻線１５７と直列に接続してい
る。巻線１４８は前述の諸回路に用いる電流源よ
りも、むしろ電圧帰還源をつくる。帰還が電圧の
形で行われる場合には、トランジスタのコレクタ
電圧がB-、若しくは最少レベルまで降下する前
に、トランジスタのターンオンによる帰還電圧を
さまたげないことが重要である。さきに述べたよ
うに、コレクタ電圧は主変圧器中の漏えいインダ
クタンスによりB-レベルまで下がることにな
る。コレクタ電圧がその最少値またはB-レベル
に下がる前にベースがターンオンになると、不必
要な電力消費がトランジスタ内に生ずる。したが
つて、インダクター１５１およびコンデンサ１５
２よりなる遅延手段を用いれば、帰還電圧の早期
印加を防ぐことができる。
変流器１４６の巻線１５７と直列に接続してい
る。巻線１４８は前述の諸回路に用いる電流源よ
りも、むしろ電圧帰還源をつくる。帰還が電圧の
形で行われる場合には、トランジスタのコレクタ
電圧がB-、若しくは最少レベルまで降下する前
に、トランジスタのターンオンによる帰還電圧を
さまたげないことが重要である。さきに述べたよ
うに、コレクタ電圧は主変圧器中の漏えいインダ
クタンスによりB-レベルまで下がることにな
る。コレクタ電圧がその最少値またはB-レベル
に下がる前にベースがターンオンになると、不必
要な電力消費がトランジスタ内に生ずる。したが
つて、インダクター１５１およびコンデンサ１５
２よりなる遅延手段を用いれば、帰還電圧の早期
印加を防ぐことができる。
回路１２６がひとたび発振状態にトリガがされ
ると、例えばトランジスタ１２７に関して説明し
た動作はつぎのようになる。すなわち、トランジ
スタ１２７が導通していると、その状態は巻線１
３９よりなる飽和インダクタンスが不飽和状態に
ある限り維持される。そして、前記インダクタン
スが飽和すると、トランジスタ１２７に流れるベ
ース電流は逆流し、蓄積された電荷キヤリアはト
ランジスタのベース・エミツタ接合から排除され
る。こうして、若干時間経過した後には主変圧器
１３３の電圧は逆になり、それにつれて巻線１４
８の帰還電圧も逆になり、コンデンサ１５２と結
合した飽和誘導子１５１はトランジスタ１２８の
ベースリード１４３に逆電圧が直ちに印加される
のを防ぐ。これにより当該トランジスタが、コレ
クタ電圧が０になる前に導通状態になるのを防
ぐ。さらに、コンデンサ１５２は巻線１３９およ
び１４４よりなる飽和誘導子を相互に絶縁する役
目をなし、これにより両トランジスタ間の相互的
浪費作用を防ぐ。
ると、例えばトランジスタ１２７に関して説明し
た動作はつぎのようになる。すなわち、トランジ
スタ１２７が導通していると、その状態は巻線１
３９よりなる飽和インダクタンスが不飽和状態に
ある限り維持される。そして、前記インダクタン
スが飽和すると、トランジスタ１２７に流れるベ
ース電流は逆流し、蓄積された電荷キヤリアはト
ランジスタのベース・エミツタ接合から排除され
る。こうして、若干時間経過した後には主変圧器
１３３の電圧は逆になり、それにつれて巻線１４
８の帰還電圧も逆になり、コンデンサ１５２と結
合した飽和誘導子１５１はトランジスタ１２８の
ベースリード１４３に逆電圧が直ちに印加される
のを防ぐ。これにより当該トランジスタが、コレ
クタ電圧が０になる前に導通状態になるのを防
ぐ。さらに、コンデンサ１５２は巻線１３９およ
び１４４よりなる飽和誘導子を相互に絶縁する役
目をなし、これにより両トランジスタ間の相互的
浪費作用を防ぐ。
第７図は本発明の他の実施例を示すもので、こ
こでは正帰還が第１図の回路１５の作用と同じ方
法で変流器の作動により行われる。なお、各々の
飽和インダクターの周期的リセツトも電圧帰還に
より行われる。発振開始用トリガ回路の構成は
こゝでも省略されている。
こでは正帰還が第１図の回路１５の作用と同じ方
法で変流器の作動により行われる。なお、各々の
飽和インダクターの周期的リセツトも電圧帰還に
より行われる。発振開始用トリガ回路の構成は
こゝでも省略されている。
第７図に示す回路１６１は第６図の回路１２６
の作用と類似するが、本回路においては１対の交
互導通トランジスタ１６２，１６３はエミツタを
B-リード１６４にそれぞれ接続させている。ト
ランジスタ１６２，１６３はコレクタを環状鉄心
型飽和変流器１７１の巻線１６９および同様の変
流器１７３の巻線１７２を通じて主変圧器１６８
の１次巻線リード１６６，１６７に接続させてい
る。トランジスタ１６２のベースは変流器１７１
の巻線１７４を通じてB-リード１６４に接続し
ている。同様に、トランジスタ１６３のベースリ
ードは変流器１７３の巻線１７６を通じてB+リ
ード１６４に接続している。ダイオード１７７，
１７８はトランジスタ１６２，１６３のベース・
エミツタ接合を通じてそれぞれ接続している。主
変圧器１６８は出力端子１７９，１８１に実質上
方形波の出力電圧をもたらす二次巻線を含む。
の作用と類似するが、本回路においては１対の交
互導通トランジスタ１６２，１６３はエミツタを
B-リード１６４にそれぞれ接続させている。ト
ランジスタ１６２，１６３はコレクタを環状鉄心
型飽和変流器１７１の巻線１６９および同様の変
流器１７３の巻線１７２を通じて主変圧器１６８
の１次巻線リード１６６，１６７に接続させてい
る。トランジスタ１６２のベースは変流器１７１
の巻線１７４を通じてB-リード１６４に接続し
ている。同様に、トランジスタ１６３のベースリ
ードは変流器１７３の巻線１７６を通じてB+リ
ード１６４に接続している。ダイオード１７７，
１７８はトランジスタ１６２，１６３のベース・
エミツタ接合を通じてそれぞれ接続している。主
変圧器１６８は出力端子１７９，１８１に実質上
方形波の出力電圧をもたらす二次巻線を含む。
主変圧器１６８はさらに独立の電圧帰還巻線１
８２よりなり、その一端を限流抵抗１８３を通じ
てB-端子１６４に接続させている。巻線１８２
の他端は正または前帰還防止に役立つ相対向する
ダイオード１８４，１８６に接続している。ダイ
オード１８４は変流器１７１の巻線１８７を通じ
てB-リードに接続している。飽和誘導子をリセ
ツトするのに必要な電力はきわめて小さく、かつ
トランジスタ１６２，１６３を非導通にしておく
ための電力は全く必要としないので、変流器１７
１，１７３の鉄心は重大な過渡現象を伴なわずに
直ちにリセツトされる。しかし乍ら、非導通期間
中の非真正若しくは擬似的ターンオン動作を防止
するためにはリセツト機能に若干の電力がなけれ
ばならない。
８２よりなり、その一端を限流抵抗１８３を通じ
てB-端子１６４に接続させている。巻線１８２
の他端は正または前帰還防止に役立つ相対向する
ダイオード１８４，１８６に接続している。ダイ
オード１８４は変流器１７１の巻線１８７を通じ
てB-リードに接続している。飽和誘導子をリセ
ツトするのに必要な電力はきわめて小さく、かつ
トランジスタ１６２，１６３を非導通にしておく
ための電力は全く必要としないので、変流器１７
１，１７３の鉄心は重大な過渡現象を伴なわずに
直ちにリセツトされる。しかし乍ら、非導通期間
中の非真正若しくは擬似的ターンオン動作を防止
するためにはリセツト機能に若干の電力がなけれ
ばならない。
トランジスタのベース・エミツタ接合中の電荷
キヤリアの蓄積時間に関する問題は、高圧作動用
に設計されたトランジスタにおいてはとりわけ微
妙である。たとえば、開示した諸回路に典型的に
用いられるトランジスタにおいては、前記蓄積時
間はコレクタ電圧が150ボルト定格以上のトラン
ジスタでは１乃至５万分の１秒見当である。さら
にこの蓄積時間はきわめて可変的で、そのため、
従来の手段によつてはこれに対する適切な補償を
行うことは特に困難である。しかし乍ら、本明細
書に開示した諸回路においては、一方のトランジ
スタは他方のトランジスタがそれに対応してター
ンオフ動作するまではターンオン動作せず、その
逆もまた同様であるから、この補償が自動的に行
われる。さらに、開示した諸回路におけるターン
オフ動作は急激であるので、本来は緩まんなベー
ス・エミツタ接合における電流キヤリアの再結合
によるぐずつき効果（lingering effects）を避け
ることができる。
キヤリアの蓄積時間に関する問題は、高圧作動用
に設計されたトランジスタにおいてはとりわけ微
妙である。たとえば、開示した諸回路に典型的に
用いられるトランジスタにおいては、前記蓄積時
間はコレクタ電圧が150ボルト定格以上のトラン
ジスタでは１乃至５万分の１秒見当である。さら
にこの蓄積時間はきわめて可変的で、そのため、
従来の手段によつてはこれに対する適切な補償を
行うことは特に困難である。しかし乍ら、本明細
書に開示した諸回路においては、一方のトランジ
スタは他方のトランジスタがそれに対応してター
ンオフ動作するまではターンオン動作せず、その
逆もまた同様であるから、この補償が自動的に行
われる。さらに、開示した諸回路におけるターン
オフ動作は急激であるので、本来は緩まんなベー
ス・エミツタ接合における電流キヤリアの再結合
によるぐずつき効果（lingering effects）を避け
ることができる。
第８図は本発明の他の実施例を示すもので、こ
こではB+電圧がきわめて高い場合にしばしば必
要であるように、トランジスタは直列に接続され
ている。本図において、インバーター回路１９１
は１対の単方向電圧源のB+リード１９４および
B-リード１９６間に直列に接続された１対の交
互導通トランジスタ切換手段１９２，１９３より
なる。環状飽和変流器１９８の巻線１９７はトラ
ンジスタ１９２のベースおよびエミツタ間に接続
され、また変流器２０１の同様な巻線１９９はト
ランジスタ１９３のベース端子およびエミツタ端
子間に接続されている。１対の電解コンデンサ２
０４，２０６はB+端子１９４とB-端子１９６間
に直列に接続されている。これらコンデンサの接
続線は変圧器２０７の１次巻線、変流器２０１の
巻線２０８および変流器１９８の巻線２０９を通
じてトランジスタ１９２，１９３間の接続線２１
０に接続されている。変流器２０７は端子２１１
に実質的な方形波を出力する二次巻線を備えてい
る。接続点２１０とB-リード１９６間にコンデ
ンサ２１２が接続される。また、電解コンデンサ
２０６と並列に抵抗２１３とコンデンサ２１４が
接続されている。ダイアツク２１６は前記抵抗と
コンデンサの接続線とトランジスタ１９３のベー
ス端子間に接続される。前記抵抗２１３、コンデ
ンサ２１４およびダイアツク２１６の組合わせに
より、トランジスタ１９２，１９３の交互導通を
開始するためのトリガ手段が形成される。
こではB+電圧がきわめて高い場合にしばしば必
要であるように、トランジスタは直列に接続され
ている。本図において、インバーター回路１９１
は１対の単方向電圧源のB+リード１９４および
B-リード１９６間に直列に接続された１対の交
互導通トランジスタ切換手段１９２，１９３より
なる。環状飽和変流器１９８の巻線１９７はトラ
ンジスタ１９２のベースおよびエミツタ間に接続
され、また変流器２０１の同様な巻線１９９はト
ランジスタ１９３のベース端子およびエミツタ端
子間に接続されている。１対の電解コンデンサ２
０４，２０６はB+端子１９４とB-端子１９６間
に直列に接続されている。これらコンデンサの接
続線は変圧器２０７の１次巻線、変流器２０１の
巻線２０８および変流器１９８の巻線２０９を通
じてトランジスタ１９２，１９３間の接続線２１
０に接続されている。変流器２０７は端子２１１
に実質的な方形波を出力する二次巻線を備えてい
る。接続点２１０とB-リード１９６間にコンデ
ンサ２１２が接続される。また、電解コンデンサ
２０６と並列に抵抗２１３とコンデンサ２１４が
接続されている。ダイアツク２１６は前記抵抗と
コンデンサの接続線とトランジスタ１９３のベー
ス端子間に接続される。前記抵抗２１３、コンデ
ンサ２１４およびダイアツク２１６の組合わせに
より、トランジスタ１９２，１９３の交互導通を
開始するためのトリガ手段が形成される。
以上、本発明およびそれに付随する多くの利点
は前述の説明から理解されるものと考えられ、ま
た本発明の精神と範囲を逸脱することなく、かつ
その実質上の利点のすべてを犠牲にすることなく
その構成要素の形式、構造および配置上種々の変
更を行うことが可能であり、ここに記述した諸形
式は単にその好ましい実施例に過ぎないことは明
らかである。
は前述の説明から理解されるものと考えられ、ま
た本発明の精神と範囲を逸脱することなく、かつ
その実質上の利点のすべてを犠牲にすることなく
その構成要素の形式、構造および配置上種々の変
更を行うことが可能であり、ここに記述した諸形
式は単にその好ましい実施例に過ぎないことは明
らかである。
第１図は本発明の高性能プツシユプルインバー
ターの一実施例を示す略図。第２図ＡおよびＢは
それぞれ第１図に示す回路におけるトランジスタ
の一つに印加されるコレクタおよびベース電圧の
波形を示す図。第３図および第４図は螢光ランプ
用高性能安定回路に用いた本発明の他の実施例を
示す概要図。第５図Ａ，ＢおよびＣは第４図に例
示した回路のトランジスタの一つに印加されるコ
レクタ電圧、ベース電圧およびコレクタ電流の典
型的波形図。第６図、第７図および第８図は夫々
本発明の他の実施例を示す回路図である。 １５，５６，７７，１２６，１６１，１９１…
…インバーター回路。１６，１７，１６′，１
７′，７８，７９，１２７，１２８，１６２，１
６３，１９２，１９３……１対の交互導通・トラ
ンジスタ。２２，２２′，８２，８３，１４１，
１７１，１７３，１９８，２０１……環状鉄心の
変流器、３３，６７，８８，１３３，１６８，２
０７……主変圧器３２，３７，６８，６９，８
７，９２，１３１，１３２，１６６，１６７……
変圧器１次リード、２４，２６，２４′，２６′，
１１３，１５１……インダクター。
ターの一実施例を示す略図。第２図ＡおよびＢは
それぞれ第１図に示す回路におけるトランジスタ
の一つに印加されるコレクタおよびベース電圧の
波形を示す図。第３図および第４図は螢光ランプ
用高性能安定回路に用いた本発明の他の実施例を
示す概要図。第５図Ａ，ＢおよびＣは第４図に例
示した回路のトランジスタの一つに印加されるコ
レクタ電圧、ベース電圧およびコレクタ電流の典
型的波形図。第６図、第７図および第８図は夫々
本発明の他の実施例を示す回路図である。 １５，５６，７７，１２６，１６１，１９１…
…インバーター回路。１６，１７，１６′，１
７′，７８，７９，１２７，１２８，１６２，１
６３，１９２，１９３……１対の交互導通・トラ
ンジスタ。２２，２２′，８２，８３，１４１，
１７１，１７３，１９８，２０１……環状鉄心の
変流器、３３，６７，８８，１３３，１６８，２
０７……主変圧器３２，３７，６８，６９，８
７，９２，１３１，１３２，１６６，１６７……
変圧器１次リード、２４，２６，２４′，２６′，
１１３，１５１……インダクター。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 単方向電圧が入力端に接続され、交流電圧を
出力端に供給するプツシユプルインバータ回路で
あつて、前記インバータ回路が、ベース・エミツ
タ及びコレクタを有する２個の交互導通トランジ
スタ切換手段からなるものにおいて、 前記各トランジスタ切換手段とは互いに非結合
でかつ夫々のベース・エミツタ間に独立の可飽和
インダクタが接続されて構成されることによつ
て、 前記各トランジスタ切換手段のベースに所定時
間周期で印加される電圧が前記夫々の可飽和イン
ダクタを飽和させると共に 前記各可飽和インダクタは、飽和時に、その関
連するトランジスタ切換手段のベース電流を断
ち、更に前記関連するトランジスタ切換手段を急
速に非導通にするためにそのベース・エミツタ接
合中に蓄積された電荷キヤリヤを急速に排除する
ための流路となるプツシユプルインバータ回路。 ２ トランジスタ切換手段のコレクタ電流に比例
するベース駆動電流を供給する変流器よりなる正
帰還手段を備えてなる特許請求の範囲第１項記載
のインバータ回路。 ３ トランジスタ切換手段のコレクタ電圧が最低
コレクタ電圧レベルまで減少する前に前記トラン
ジスタ切換手段が導通するのを防止する遅延手段
からなる電圧帰還手段を有する特許請求の範囲第
１項記載のインバータ回路。 ４ 遅延手段が可飽和インダクタである特許請求
の範囲第３項記載のインバータ回路。 ５ 各トランジスタ切換手段のベース・エミツタ
間にダイオードが接続され、前記各ダイオードは
関連する可飽和インダクタを通して電荷キヤリヤ
を排除し、それに引続いて流れる電流のドレイン
通路を構成する特許請求の範囲第１項記載のイン
バータ回路。 ６ トランジスタ切換手段に主変圧器が接続さ
れ、該主変圧器が誘導エネルギーを蓄積する漏洩
インダクタンスと、前記各トランジスタ切換手段
にその漏洩インダクタンスに蓄積された誘導エネ
ルギーを周期的に供給し、前記トランジスタ切換
手段のコレクタ間に接続されたコンデンサが前記
コレクタ電圧の変化率を抑制しかつ前記トランジ
スタ切換手段のターンオフ時に前記誘導エネルギ
ーによつて生ずる電流の通路を形成する特許請求
の範囲第１項記載のインバータ回路。 ７ 単方向電圧入力に接続し、かつ交流電圧出力
を供給するプツシユプルインバーター回路であつ
て、前記インバーター回路がベース・エミツタお
よびコレクタを有する２個の交互導通トランジス
タ切換手段とともに回路を構成する主変圧器より
なるものにおいて、 前記トランジスタ切換手段の各々と分離され、
かつそのベース・エミツタ接合に跨つて直接接続
する独立した可飽和インダクターと、 前記可飽和インダクターの各々に並列に接続さ
れたダイオードと、 前記トランジスタ切換手段に接続された１個の
変流器よりなる正帰還手段と、 前記トランジスタ切換手段のコレクタ間に直接
接続された１個のコンデンサと、 前記トランジスタ切換手段の交互導通を開始す
るため前記単方向電圧入力および前記トランジス
タ切換手段と共に回路を構成し、前記主変圧器が
その漏えいインダクタンスから蓄積された誘導エ
ネルギーを前記トランジスタ切換手段に対し周期
的に供給することにより、前記トランジスタ切換
手段の交互導通を持続させるように構成されたト
リガ手段とよりなり、前記各トランジスタ切換手
段のベースに所定時間印加される電圧が関連する
可飽和インダクターを飽和させ、 前記各可飽和インダクターは、飽和時に、その
関聯するトランジスタ切換手段へのベース電流を
断ち、かつ前記トランジスタのベース・エミツタ
接合中に蓄積された電荷キヤリアを急速に排除す
るための低抵抗流路をつくることにより前記関聯
トランジスタ切換手段を迅速に非導通にし、 前記正帰還手段は前記トランジスタ切換手段に
対しそのコレクタ電流に比例するベース駆動電流
を供給することによりベース駆動電流の早期供給
を防止し、 前記各ダイオードはその関聯可飽和インダクタ
ーによる電荷キヤリヤの排除と同時に前記可飽和
インダクターに引続き流れる電流のドレインをつ
くり、さらに、 前記コンデンサは前記トランジスタ切換手段の
コレクタに印加される電圧の変化率を抑制し、か
つ前記トランジスタ切換手段のターンオフ動作と
同時に主変圧器の誘導電流の流路をつくるように
構成されたプツシユプルインバーター回路。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/890,586 US4184128A (en) | 1978-03-20 | 1978-03-20 | High efficiency push-pull inverters |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS54129425A JPS54129425A (en) | 1979-10-06 |
| JPS6160669B2 true JPS6160669B2 (ja) | 1986-12-22 |
Family
ID=25396868
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3121079A Granted JPS54129425A (en) | 1978-03-20 | 1979-03-19 | Pushhpull invertor circuit |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4184128A (ja) |
| JP (1) | JPS54129425A (ja) |
| CA (1) | CA1135334A (ja) |
| DE (1) | DE2910908A1 (ja) |
| FR (1) | FR2420871A1 (ja) |
| GB (1) | GB2016846B (ja) |
Families Citing this family (34)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5343123A (en) * | 1978-03-20 | 1994-08-30 | Nilssen Ole K | Series-resonant inverter ballast |
| US6459213B1 (en) * | 1978-03-20 | 2002-10-01 | Ole K. Nilssen | Ballast for parallel-connected lamps |
| US5191262A (en) * | 1978-12-28 | 1993-03-02 | Nilssen Ole K | Extra cost-effective electronic ballast |
| US5438239A (en) * | 1980-08-14 | 1995-08-01 | Nilssen; Ole K. | Fluorescent lamp ballast with light output control |
| JPS57123694A (en) * | 1981-01-23 | 1982-08-02 | Tokyo Shibaura Electric Co | Device for firing discharge lamp |
| US4422015A (en) * | 1981-03-20 | 1983-12-20 | Nilssen Ole K | Electric insect trap power supply |
| US5841241A (en) * | 1982-01-25 | 1998-11-24 | Ole K. Nilssen | Electronic ballast for fluorescent lamps |
| US4630005A (en) * | 1982-05-03 | 1986-12-16 | Brigham Young University | Electronic inverter, particularly for use as ballast |
| US4928039A (en) * | 1984-12-04 | 1990-05-22 | Nilssen Ole K | Electronic ballast with lamp pre-conditioning |
| US5977721A (en) * | 1983-02-22 | 1999-11-02 | Nilssen; Ole K. | Controlled power-factor-corrected ballast |
| JPS59182626A (ja) * | 1983-03-31 | 1984-10-17 | Toshiba Corp | スイッチング回路 |
| USRE32901E (en) * | 1983-06-03 | 1989-04-04 | Series-resonant electronic ballast circuit | |
| DE3508289C1 (de) * | 1985-03-08 | 1986-09-11 | Thomson Brandt Gmbh | Wechselrichter zur Speisung eines Verbrauchers mit einer induktiven Komponente |
| DE3400671C1 (de) * | 1984-01-11 | 1985-10-24 | Thomson Brandt Gmbh | Wechselrichter zur Speisung eines Verbrauchers mit einer induktiven Komponente |
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| US6229718B1 (en) * | 1984-10-05 | 2001-05-08 | Ole K. Nilssen | Parallel-resonant bridge inverter |
| US4888525A (en) * | 1985-05-17 | 1989-12-19 | Nilssen Ole K | Sun tanning apparatus having electronic operating system |
| US5256939A (en) * | 1985-10-24 | 1993-10-26 | Nilssen Ole K | Magnetic electronic fluorescent lamp ballast |
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| US4851739A (en) * | 1987-06-09 | 1989-07-25 | Nilssen Ole K | Controlled-frequency series-resonant ballast |
| WO1989006481A1 (fr) * | 1987-12-31 | 1989-07-13 | Courier De Mere Henri Edouard | Ballast electronique auto-compense |
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| US5021717A (en) * | 1989-10-02 | 1991-06-04 | Nilssen Ole K | Operating system for multiple fluorescent lamps |
| US5010277A (en) * | 1990-03-16 | 1991-04-23 | Courier De Mere Henri | Electronic converter supplied by an alternating current distribution network |
| DE4011742C2 (de) * | 1990-04-11 | 1993-10-14 | Magnetek May & Christe Gmbh | Gegentaktwechselrichter |
| US5619106A (en) * | 1996-06-24 | 1997-04-08 | General Electric Company | Diodeless start circiut for gas discharge lamp having a voltage divider connected across the switching element of the inverter |
| DE19728295A1 (de) * | 1997-07-03 | 1999-01-07 | Patent Treuhand Ges Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh | Halbbrückenansteuerung ohne Kollektor-Vorstromspitze |
| US6366029B1 (en) * | 2000-05-31 | 2002-04-02 | Keith Billings | Lamp ballast for reducing interference current |
| US8344646B2 (en) * | 2006-03-06 | 2013-01-01 | Fulham Company Limited | Multiple voltage ballast |
| US8178998B2 (en) * | 2009-06-30 | 2012-05-15 | Verde Power Supply | Magnetically integrated current reactor |
| JP5822118B2 (ja) * | 2011-09-21 | 2015-11-24 | 東芝ライテック株式会社 | スイッチング電源および照明装置 |
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|---|---|---|---|---|
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| US3323075A (en) * | 1965-09-03 | 1967-05-30 | Honeywell Inc | Oscillator with saturable core decoupling controls |
| US3579026A (en) * | 1969-01-02 | 1971-05-18 | Sylvania Electric Prod | Lamp ballast |
| BE756298A (fr) * | 1969-09-18 | 1971-03-17 | Philips Nv | Convertisseur tension continue-tension alternative |
| US3593109A (en) * | 1969-11-25 | 1971-07-13 | Gen Electric | Transistor inverter with saturable winding and series capacitor for forced switching |
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| US4042855A (en) * | 1975-06-12 | 1977-08-16 | Armstrong Cork Company | High frequency transistor ballast |
-
1978
- 1978-03-20 US US06/890,586 patent/US4184128A/en not_active Expired - Lifetime
-
1979
- 1979-02-28 CA CA000322458A patent/CA1135334A/en not_active Expired
- 1979-03-16 FR FR7906805A patent/FR2420871A1/fr active Granted
- 1979-03-19 JP JP3121079A patent/JPS54129425A/ja active Granted
- 1979-03-20 DE DE19792910908 patent/DE2910908A1/de not_active Withdrawn
- 1979-03-20 GB GB7909785A patent/GB2016846B/en not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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| FR2420871B1 (ja) | 1983-08-26 |
| US4184128A (en) | 1980-01-15 |
| DE2910908A1 (de) | 1979-10-04 |
| GB2016846B (en) | 1982-06-16 |
| JPS54129425A (en) | 1979-10-06 |
| FR2420871A1 (fr) | 1979-10-19 |
| GB2016846A (en) | 1979-09-26 |
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