JPS6156904B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPS6156904B2 JPS6156904B2 JP417480A JP417480A JPS6156904B2 JP S6156904 B2 JPS6156904 B2 JP S6156904B2 JP 417480 A JP417480 A JP 417480A JP 417480 A JP417480 A JP 417480A JP S6156904 B2 JPS6156904 B2 JP S6156904B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- circuit
- balanced mixer
- mixer circuit
- collector
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 8
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 7
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 4
- 230000005684 electric field Effects 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000000670 limiting effect Effects 0.000 description 2
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 229910000859 α-Fe Inorganic materials 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3036—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers
- H03G3/3042—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers in modulators, frequency-changers, transmitters or power amplifiers
Landscapes
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は周波数変換回路に関し、その目的は、
充分大きな入力信号レベルを印加しても、歪特性
を劣化させることなく、且つ充分広い利得制御幅
を有する自動利得調整回路を備え、しかも非常に
簡単に且つ集積回路に適するよう構成した周波数
変換回路を提供するにある。
充分大きな入力信号レベルを印加しても、歪特性
を劣化させることなく、且つ充分広い利得制御幅
を有する自動利得調整回路を備え、しかも非常に
簡単に且つ集積回路に適するよう構成した周波数
変換回路を提供するにある。
元来ラジオ受信機、特にポータブルラジオにお
いては、あらゆる周波数のかつ各々異つた電界強
度の放送を、またある一定の放送についても、
色々異つた電界強度の地域で聴取する可能性があ
り、特にAM放送については、歪特性が良く、ま
た広い自動利得調整特性をもつことが希望され
る。
いては、あらゆる周波数のかつ各々異つた電界強
度の放送を、またある一定の放送についても、
色々異つた電界強度の地域で聴取する可能性があ
り、特にAM放送については、歪特性が良く、ま
た広い自動利得調整特性をもつことが希望され
る。
一方、近年受信機回路の集積化が進み、周波数
変換回路についても、種々集積化が進められてい
る。そしてその多くは、差動増幅器を応用した乗
算回路で構成されている。そしてその周波数変換
回路の自動利得調整は、差動増幅器の定電流源の
電流を変化させる手段が一般に用いられている。
即ち、差動増幅器の利得Ｇは、Ｇ＝Ａ・ＺL・ＩO
で表わされる。ここでＡは、絶対温度、ボルツマ
ン定数、電子の電荷等の物理定数できまる定数で
ある。またＺLは負荷インピーダンス、ＩOは定電
流源の電流であり、このＩOを変化させることに
より利得を調整するのである。しかし、上記従来
の手段では、一定振幅以上の入力信号が印加され
ると、歪特性が急激に劣化する性質をもつてい
る。この性質は、ラジオ受信機で、振幅変調され
た放送を、特に信号強度の大きい放送を受信する
時、あるいは電界強度の大きい地域で受信する場
合等に、歪を増加させ、音質を極端に悪くし問題
となる。これは差動増幅器の振幅制限作用による
ものである。即ち、差動増幅器は第１図に示すよ
うな特性をもつ。第１図において、横軸は、差動
増幅器を構成する２つのトランジスタの各々のベ
ースに印加される入力信号の電位差であり、縦軸
は、一方のトランジスタに流れる電流を差動増幅
器全体に流れる電流で正規化したものである。第
１図から明らかなように、動作領域において
は、入力信号対出力電流特性はほぼ直線に近い
が、動作領域，においては、出力電流が飽和
あるいは零に至るため、入力信号対出力電流特性
は直線でなくなる。以上の理由により、ＩOを変
化させて利得を調整する手段のみでは、一定振幅
以上の入力信号が印加されると、即ち第１図の
，の動作領域に入ると、歪特性が極端に悪く
なり、利得調整幅は小さなものとならざるを得な
い。
変換回路についても、種々集積化が進められてい
る。そしてその多くは、差動増幅器を応用した乗
算回路で構成されている。そしてその周波数変換
回路の自動利得調整は、差動増幅器の定電流源の
電流を変化させる手段が一般に用いられている。
即ち、差動増幅器の利得Ｇは、Ｇ＝Ａ・ＺL・ＩO
で表わされる。ここでＡは、絶対温度、ボルツマ
ン定数、電子の電荷等の物理定数できまる定数で
ある。またＺLは負荷インピーダンス、ＩOは定電
流源の電流であり、このＩOを変化させることに
より利得を調整するのである。しかし、上記従来
の手段では、一定振幅以上の入力信号が印加され
ると、歪特性が急激に劣化する性質をもつてい
る。この性質は、ラジオ受信機で、振幅変調され
た放送を、特に信号強度の大きい放送を受信する
時、あるいは電界強度の大きい地域で受信する場
合等に、歪を増加させ、音質を極端に悪くし問題
となる。これは差動増幅器の振幅制限作用による
ものである。即ち、差動増幅器は第１図に示すよ
うな特性をもつ。第１図において、横軸は、差動
増幅器を構成する２つのトランジスタの各々のベ
ースに印加される入力信号の電位差であり、縦軸
は、一方のトランジスタに流れる電流を差動増幅
器全体に流れる電流で正規化したものである。第
１図から明らかなように、動作領域において
は、入力信号対出力電流特性はほぼ直線に近い
が、動作領域，においては、出力電流が飽和
あるいは零に至るため、入力信号対出力電流特性
は直線でなくなる。以上の理由により、ＩOを変
化させて利得を調整する手段のみでは、一定振幅
以上の入力信号が印加されると、即ち第１図の
，の動作領域に入ると、歪特性が極端に悪く
なり、利得調整幅は小さなものとならざるを得な
い。
本発明は上記欠点を解消するものであり、以下
その一実施例を図面に基づいて説明する。
その一実施例を図面に基づいて説明する。
第２図は本発明にかかる周波数変換回路をAM
受信機に適用した場合の一実施例を示す回路図で
あり、トランジスタQ6，Q7，Q8，Q9，Q10，Q11
は各々バランスドミキサー回路を構成し、トラン
ジスタQ6，Q7，Q8，Q9のベースバイアスは各々
直接、電源ＶCCより与えられている。トランジス
タQ10，Q11は、トランジスタQ3，Q13と、各々の
トランジスタの電流源であるトランジスタQ5，
Q14と、R1，R3とにより各々ベースバイアスが与
えられている。局部発振周波数は、トランジスタ
Q13のベースに印加され、前記バランスドミキサ
ー回路に注入されている。コンデンサC2、コイ
ルL2は各々IF周波数に同調され、前記バランス
ドミキサー回路の負荷となつており、中間周波信
号が、コイルL2の二次巻線より取り出される。
一方、C1は受信放送を選択するためのバリコン
であり、局部発振回路と連動している。またL1
は受信用フエライトアンテナのアンテナコイルで
あり、前記バリコンC1と共にアンテナ同調回路
を構成する。受信信号はアンテナコイルL1の２
次巻線より前記バランスドミキサー回路に供給さ
れている。トランジスタQ12は、前記バランスド
ミキサー回路の定電流源を構成し、抵抗R4，R5
及びダイオードD1によりそのベース電位が決定
され、コンデンサC3により、ベースバイアスよ
り交流成分を除去している。よつて定電流値は、
前記ベース電位と抵抗R2により決定され、前記
コンデンサC2とコイルL2とから成る負荷インピ
ーダンスと共に前記バランスミキサー回路の利得
を決定している。トランジスタQ4は、利得調整
用のトランジスタであり、トランジスタQ4のベ
ースに、検波回路とフイルター回路よりの検波出
力信号レベルに応じた自動利得調整用の制御信号
が端子T1を介して印加される。トランジスタQ4
のコレクタには、ダイオード接続されたトランジ
スタQ2が接続されており、これによりトランジ
スタQ1のベースバイアスを与えている。トラン
ジスタQ1のコレクタは、アンテナコイルL1の２
次巻線と前記バランスドミキサー回路の入力端と
の接続点に接続されており、トランジスタQ1は
可変抵抗素子として機能する。
受信機に適用した場合の一実施例を示す回路図で
あり、トランジスタQ6，Q7，Q8，Q9，Q10，Q11
は各々バランスドミキサー回路を構成し、トラン
ジスタQ6，Q7，Q8，Q9のベースバイアスは各々
直接、電源ＶCCより与えられている。トランジス
タQ10，Q11は、トランジスタQ3，Q13と、各々の
トランジスタの電流源であるトランジスタQ5，
Q14と、R1，R3とにより各々ベースバイアスが与
えられている。局部発振周波数は、トランジスタ
Q13のベースに印加され、前記バランスドミキサ
ー回路に注入されている。コンデンサC2、コイ
ルL2は各々IF周波数に同調され、前記バランス
ドミキサー回路の負荷となつており、中間周波信
号が、コイルL2の二次巻線より取り出される。
一方、C1は受信放送を選択するためのバリコン
であり、局部発振回路と連動している。またL1
は受信用フエライトアンテナのアンテナコイルで
あり、前記バリコンC1と共にアンテナ同調回路
を構成する。受信信号はアンテナコイルL1の２
次巻線より前記バランスドミキサー回路に供給さ
れている。トランジスタQ12は、前記バランスド
ミキサー回路の定電流源を構成し、抵抗R4，R5
及びダイオードD1によりそのベース電位が決定
され、コンデンサC3により、ベースバイアスよ
り交流成分を除去している。よつて定電流値は、
前記ベース電位と抵抗R2により決定され、前記
コンデンサC2とコイルL2とから成る負荷インピ
ーダンスと共に前記バランスミキサー回路の利得
を決定している。トランジスタQ4は、利得調整
用のトランジスタであり、トランジスタQ4のベ
ースに、検波回路とフイルター回路よりの検波出
力信号レベルに応じた自動利得調整用の制御信号
が端子T1を介して印加される。トランジスタQ4
のコレクタには、ダイオード接続されたトランジ
スタQ2が接続されており、これによりトランジ
スタQ1のベースバイアスを与えている。トラン
ジスタQ1のコレクタは、アンテナコイルL1の２
次巻線と前記バランスドミキサー回路の入力端と
の接続点に接続されており、トランジスタQ1は
可変抵抗素子として機能する。
検波出力信号が充分小さい時、即ち受信信号が
小さい時には、トランジスタQ4のベースに印加
される自動利得制御信号は小さく、定電流は全て
バランスドミキサー回路に供給され、定電流値と
負荷インピーダンスＺLで決まる利得を有してい
る。また、利得調整用のトランジスタQ4には電
流が流れず、トランジスタQ1のベースバイアス
は与えられず、トランジスタQ1のエミツタ−コ
レクタ間インピーダンスは充分大きく、受信信号
はそのままバランスドミキサー回路に印加され
る。
小さい時には、トランジスタQ4のベースに印加
される自動利得制御信号は小さく、定電流は全て
バランスドミキサー回路に供給され、定電流値と
負荷インピーダンスＺLで決まる利得を有してい
る。また、利得調整用のトランジスタQ4には電
流が流れず、トランジスタQ1のベースバイアス
は与えられず、トランジスタQ1のエミツタ−コ
レクタ間インピーダンスは充分大きく、受信信号
はそのままバランスドミキサー回路に印加され
る。
受信信号が大きくなり、検波出力が大きくなつ
て、これにより自動利得制御信号が大きくなつて
トランジスタQ12のベース電位と比較しうる程度
の大きさに近づくと、定電流はトランジスタQ4
に分流され始め、その分だけバランスドミキサー
回路に供給される電流は低下し、その利得も低下
させる。一方、トランジスタQ4に分流した電流
がダイオード接続されたトランジスタQ2に流
れ、トランジスタQ1のベースにバイアスが供給
され、トランジスタQ1のエミツタ−コレクタ間
のインピーダンスを低下させ、バランスドミキサ
ー回路に入力する信号振幅を小さくする。
て、これにより自動利得制御信号が大きくなつて
トランジスタQ12のベース電位と比較しうる程度
の大きさに近づくと、定電流はトランジスタQ4
に分流され始め、その分だけバランスドミキサー
回路に供給される電流は低下し、その利得も低下
させる。一方、トランジスタQ4に分流した電流
がダイオード接続されたトランジスタQ2に流
れ、トランジスタQ1のベースにバイアスが供給
され、トランジスタQ1のエミツタ−コレクタ間
のインピーダンスを低下させ、バランスドミキサ
ー回路に入力する信号振幅を小さくする。
同様に、さらに入力信号が大きくなり、自動利
得制御信号が大きくなると、バランスドミキサー
回路の利得をさらに低下させると共に、トランジ
スタQ1のエミツタ−コレクタ間のインピーダン
スが小さくなり、入力信号の分圧される量が大き
くなり、バランスドミキサー回路に印加される信
号は小さくなる。
得制御信号が大きくなると、バランスドミキサー
回路の利得をさらに低下させると共に、トランジ
スタQ1のエミツタ−コレクタ間のインピーダン
スが小さくなり、入力信号の分圧される量が大き
くなり、バランスドミキサー回路に印加される信
号は小さくなる。
このように、受信信号強度によりバランスドミ
キサー回路の利得を調整し得ると共に、入力信号
を減衰させ、その動作を第１図に示す動作領域
に置くことができる。なお、上記実施例ではトラ
ンジスタQ12，Q4，Q1がそれぞれ特許請求の範囲
における第１、第２、第３のトランジスタに対応
しており、トランジスタQ2は、第２のトランジ
スタのコレクタに接続されカレントミラー回路を
構成する整流素子として作用している。
キサー回路の利得を調整し得ると共に、入力信号
を減衰させ、その動作を第１図に示す動作領域
に置くことができる。なお、上記実施例ではトラ
ンジスタQ12，Q4，Q1がそれぞれ特許請求の範囲
における第１、第２、第３のトランジスタに対応
しており、トランジスタQ2は、第２のトランジ
スタのコレクタに接続されカレントミラー回路を
構成する整流素子として作用している。
以上説明したように、本発明によれば、充分大
きな入力信号レベルを印加しても、即ち電界強度
の大きい放送信号を受信しても、歪特性を劣化さ
せることなく、且つ充分広い利得調整幅を有する
自動利得調整回路を備えた周波数変換回路を実現
することができる。またその回路構成は非常に簡
単であり、且つ集積回路に適している。
きな入力信号レベルを印加しても、即ち電界強度
の大きい放送信号を受信しても、歪特性を劣化さ
せることなく、且つ充分広い利得調整幅を有する
自動利得調整回路を備えた周波数変換回路を実現
することができる。またその回路構成は非常に簡
単であり、且つ集積回路に適している。
第１図は差動増幅器の振幅制限作用を説明する
説明図、第２図は本発明の一実施例を示す回路図
である。 Q1〜Q14……トランジスタ、L1……アンテナコ
イル、C1……バリコン、R1〜R4……抵抗、C2，
C3……コンデンサ、L2……コイル。
説明図、第２図は本発明の一実施例を示す回路図
である。 Q1〜Q14……トランジスタ、L1……アンテナコ
イル、C1……バリコン、R1〜R4……抵抗、C2，
C3……コンデンサ、L2……コイル。
Claims (1)
- １ バランスドミキサー回路と、該バランスドミ
キサー回路の定電流源を構成する第１のトランジ
スタと、該第１のトランジスタと共通エミツタ接
続され、ベースに自動利得制御信号が印加された
第２のトランジスタと、前記第２のトランジスタ
のコレクタに接続された整流素子およびこの整流
素子によりベースバイアスが与えられ可変抵抗素
子として機能する第３のトランジスタによつて構
成されたカレントミラー回路とを備え、前記第３
のトランジスタのコレクタあるいはエミツタを、
前記バランスドミキサー回路の入力端に受信信号
を供給するアンテナ回路の出力端と共に接続した
ことを特徴とする周波数変換回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP417480A JPS56100531A (en) | 1980-01-17 | 1980-01-17 | Frequency converting circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP417480A JPS56100531A (en) | 1980-01-17 | 1980-01-17 | Frequency converting circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56100531A JPS56100531A (en) | 1981-08-12 |
| JPS6156904B2 true JPS6156904B2 (ja) | 1986-12-04 |
Family
ID=11577347
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP417480A Granted JPS56100531A (en) | 1980-01-17 | 1980-01-17 | Frequency converting circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS56100531A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10887979B2 (en) | 2018-01-10 | 2021-01-05 | Hamilton Sunstrand Corporation | Low cycle fatigue prevention |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8737537B2 (en) | 2006-03-29 | 2014-05-27 | Thomson Licensing | Frequency translation module frequency limiting amplifier |
-
1980
- 1980-01-17 JP JP417480A patent/JPS56100531A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10887979B2 (en) | 2018-01-10 | 2021-01-05 | Hamilton Sunstrand Corporation | Low cycle fatigue prevention |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56100531A (en) | 1981-08-12 |
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