JPS6149685B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

本発明は数値制御装置の改良に関する。 従来、数値制御装置はその処理の大部分を専用
のロジツク回路で行つていたが、最近、ミニコン
ピユータ、マイクロコンピユータといつた制御用
計算機を搭載した所謂CNC（COMPUTERISED
NUMERIAL CONTROLの略称）等が増加して
いる。これはハードウエアをなるべく少なくする
ことによつて (1) コストダウン (2) 保守が容易で装置が安定している (3) 装置が柔軟性をもつ 等の効果が得られることに着目したものである。
しかし、このCNC等は制御用計算機をほとんど
バツクグラウンド処理、つまりデータ処理に使つ
ており、パルス分配器、サーボ回路等に専用の回
路を用いていた。 第１図はそのような従来の数値制御装置の流れ
を示すものである。紙テープ又は磁気テープ等に
よつてデータが入力されて解析される。このデー
タのうち被制御機械の補助機能等に関するものは
それぞれに応じて処理される。被制御機械の移動
データは各軸毎にそれぞれのレジスタに入る。こ
のレジスタの値は各軸の移動量単位を１パルスと
するパルス列に変換される。これがパルス分配で
ある。このパルス分配の方法にはDDA
（DIGITAL DIFFERENTIAL ANALIZERの略
称）、代数演算等の方法がある。そのパルス列は
サーボに送られる。このサーボはよく知られてい
る閉ループのサーボで、その位置フイードバツク
はレゾルバ、インダクトマシン、マグネスケール
等により行われる。またマイナーループとしてタ
コジエネレータによる速度制御ループが採用され
ている。 しかしながら、このような数値制御装置にあつ
てはサーボループにアナログ部分を含み調整が不
便である。又各軸ごとのサーボ特性の違いあるい
は経年変化、温度変化による特性の変化がみられ
る。さらにパルス分配、解析ルーチンも専用の回
路を必要とし装置が複雑になる。 本発明は上記のような欠点を除去し、デイジタ
ル化を促進し特にタコジエネレータをなくすると
共に専用回路を少なくすることにより調整が容易
で特性の変化がなく装置が簡単となる構成とした
数値制御装置を提供することを目的とする。 以下図面を参照しながら本発明の一実施例につ
いて説明する。 第２図に示すように被制御機械のＸ軸、Ｙ軸等
の各軸にサーボ回路４０，４１……が組み合わさ
れている。したがつてサーボ回路４０，４１……
の数は被制御機械の軸数と一致する。各サーボ回
路４０，４１……は全て同じ構成であるので、Ｘ
軸のサーボ回路４０についてのみ説明する。この
サーボ回路４０において直流サーボモータ５３は
被制御機械のＸ軸に結合されている。このモータ
５３はモータ駆動回路５４からライン２００，２
０１を通して印加される電圧によつて駆動され
る。モータ５３はライン２００に正の電圧が印加
されると同時にライン２０１に負の電圧が印加さ
れると、正方向に回転し、ライン２００に負の電
圧が印加されると同時にライン２０１に正の電圧
が印加されると、逆方向に回転する。このライン
２００，２０１の電圧はPWM発生回路５５から
モータ駆動回路５４に加えられるPWMの、つま
りパルス幅変調されたデイジタル制御信号によつ
て周期的に制御される。その周期は本例では４ｍ
ｓである。モータ５３に印加されるライン２０
０，２０１間の電圧は第３図に示すように振幅が
一定でパルス幅が変化する周期ΔＴ＝４ｍｓのパ
ルスである。モータ駆動回路５４はパワートラン
ジスタが用いられ、このパワートランジスタが電
圧源とモータ５３との接続をオン、オフする。又
モータ電流が感知されモータ５３が過大電流状態
が発生すると、電圧源とモータとの間の接続が一
時的に切断される。モータ位置とサーボ追従誤差
をモータ駆動電圧に関係づけるある方法を用いて
適当なデイジタル制御信号を周期的に計算する計
算機によつてデイジタル制御信号が発生される。
モータ位置及びサーボ追従誤差は４ｍｓの周期で
サンプリングされ、デイジタル制御信号は最新の
情報に応じている。 モータ駆動回路５４を構成するパワートランジ
スタは４個用いられ、パワースイツチとして作用
する。このパワートランジスタはPWM発生回路
５５から得られるデイジタル制御信号によつてス
イツチングされる。PWM発生回路５５はモータ
５３に直結されている位置検出器によつて検出さ
れるモータ位置に従つてソフトウエア装置５６に
よつて制御される。ソフトウエア装置５６は本質
的にデイジタル装置であり、モータ５３を制御す
るための指令信号を発生する情報解析装置５７と
連動する。情報解析装置５７には紙テープリーダ
等の情報入力装置５８からモータ５３を制御する
ための情報が入力される。本実施例はモータ駆動
回路及び位置検出器を除いて全て計算機で処理が
行われる。 第４図はモータ駆動回路５４の概略を示してい
る。モータ５３は一端がライン２００により
NPN形パワートランジスタ６０のエミツタ及び
NPN形パワートランジスタ６１のコレクタに接
続され、他端がライン２０１によりNPN形パワ
ートランジスタ６２のコレクタ及びNPN形パワ
ートランジスタ６３のエミツタに接続されてい
る。トランジスタ６１，６２のエミツタは接地さ
れ、トランジスタ６０，６３のコレクタはライン
２０３により電圧源に接続されている。トランジ
スタ６０〜６３はライン２１０〜２１３からゲー
トに加えられる信号によつてオン、オフされる。
ライン２１０，２１１は常に互いに逆相の信号が
PWM発生回路５５によつて与えられる。従つて
トランジスタ６０，６１が同時にオンされること
はない。ライン２１２，２１３も常に互いに逆相
の信号がPWM発生回路５５によつて与えられ
る。従つてトランジスタ６２，６３が同時にオン
されることはない。トランジスタ６１，６３がオ
フでトランジスタ６０，６２がオンすると、ライ
ン２０３の電源電圧はライン２００を正の電圧、
ライン２０１を負の電圧としてモータ５３に印加
されるので、モータ５３が正方向に回転する。逆
にトランジスタ６０，６２がオフでトランジスタ
６１，６３がオンすると、ライン２０３の電源電
圧はライン２０１を正の電圧、ライン２００を負
の電圧としてモータ５３に印加されるので、モー
タ５３が負方向に回転する。ライン２１０〜２１
３に与えられる信号がそれぞれ第５図ａ〜ｄに示
すようなパルス幅の狭いパルスであると、トラン
ジスタ６０，６２とトランジスタ６１，６３とが
オンする領域は狭くて同じ幅であり、かつ位相が
180゜ずれている。従つてモータ５３は回転せず
短絡電流も流れない。ライン２１０〜２１３に与
えられる信号がそれぞれ第６図ｅ〜ｈに示すよう
なパルス幅の広いパルスであると、トランジスタ
６０，６２が時間Ｔ１〜Ｔ２だけオンしてモータ
５３は正方向に回転する力が働く。同様にライン
２１０〜２１３に与えられる信号が第７図ｉ〜ｌ
に示すような信号であると、トランジスタ６０，
６３が時間Ｔ４〜Ｔ３だけオンしてモータ５３は
逆方向に回転する力を与えられる。なお、ライン
２１０〜２１３に与えられる信号は一定周期のデ
イジタル信号であり、その周期は４μｓである。 第８図にはPWM発生回路５５の概略が示され
ている。レジスタ７０はライン２２０によつてソ
フトウエア装置５６に接続されている。ソフトウ
エア装置５６はモータ５３を制御するための制御
信号を４ｍｓに１回レジスタ７０に与える。この
制御信号は数値としてレジスタ７０に入る。本実
施例ではこの数値は０〜999の値である。レジス
タ７０にセツトされた数値は本実施例では250Hz
の周期でライン２２１を通してカウンタ７１，７
２に転送される。減算カウンタ７１はライン２２
２を通して与えられるクロツクパルスによつて減
算される。この実施例ではクロツクパルスの周波
数は250KHzである。減算カウンタ７１は０まで
減算することができ、内容が０になるとクロツク
パルスがきても０に固定される。減算カウンタ７
１は内容が０になると、ライン２２３に“０”信
号を出力し、内容が１以上である場合は“１”信
号をライン２２３に出力する。加算カウンタ７２
はライン２２２を通して与えられるクロツクパル
スによつて加算され、1000まで加算される。加算
カウンタ７２は内容が1000になると、クロツクパ
ルスがきても内容が1000に固定される。さらに加
算カウンタ７２は内容が1000になると“１”信号
をライン２２４に出力し、内容が999以下である
場合はライン２２４に“０”信号を出力する。ラ
イン２２３は増幅器７３と位相反転増幅器７４に
接続されている。増幅器７３はライン２２３の信
号をトランジスタ６０のゲートを制御するために
増幅する。位相反転器７４はライン２２３の信号
の“NOT”をとり、つまり位相反転しトランジ
スタ６１を制御するための信号をライン２１１に
発生する。増幅器７５、位相反転増幅器７６も同
様にライン２２４の信号が加えられ、ライン２１
２，２１３にトランジスタ６２，６３を制御する
ための信号を発生する。今、例えばレジスタ７０
に600が入力されたとする。最初、減算カウンタ
７１の内容は０であるからライン２１０には
“０”信号が、又ライン２１１には“１”信号が
出ている。加算カウンタ７２は内容が1000である
からライン２１２には“１”信号が、又ライン２
１３には“０”信号が出ている。時刻Ｔ４にレジ
スタ７０の内容600がレジスタ７１，７２に転送
される。その瞬間ライン２１０〜２１３の信号は
それぞれ“１”、“０”、“０”、“１”となる。同時
にカウンタ７１，７２は加算、減算を開始する。
時刻Ｔ１（T4＋４００／２５０×１０^３秒）で加算カウ
ンタ７ ２は1000となる。この瞬間、ライン２１２，２１
３の信号は“１”、“０”となる。時刻Ｔ２（T4
＋６００／２５０×１０_３秒）に減算カウンタ７１は０
となる。 この瞬間、ライン２１０，２１１の信号は
“０”、“１”となる。時刻Ｔ６（T4＋４ｍｓ）に
レジスタ７０の内容が、再度カウンタ７１，７２
に転送される。このような動作が繰り返して行わ
れ、モータ５３が正方向に回転する。又レジスタ
７０の内容が400の場合は減算カウンタ７１が０
になつてから加算カウンタ７２が1000になり、モ
ータ５３が負方向に回転する。 第２図を参照すると、モータ５３には位置検出
器を構成するレゾルバ５９が直結されている。こ
のレゾルバ５９はモータ５３の回転角を検出する
ためのものであり、市販されている。レゾルバ５
９の信号はライン２１４を通してアナログ・デイ
ジタル変換回路５Ａに接続されている。この回路
５Ａはライン２１４のアナログ信号をデイジタル
値に変換するための回路であり、公知のものであ
る。本実施例においてはモータ５３の回転角0.36
゜をデイジタル値１に対応させている。従つてデ
イジタル値は０〜999となる。モータ５３の回転
角をθ、デイジタル値をＭとすると、 Ｍ＝θ／３６０×1000 ……501 なる関係となる。モータ５３の回転角を示すデイ
ジタル値Ｍはライン２１５を通してある周期（本
実施例では４ｍｓ）ごとに回路５Ａからソフトウ
エア装置５６に転送される。 第９図を参照すると、本発明において用いられ
る数値制御装置の動作を示すフローチヤートが示
されている。モータ５３の軸にはモータ５３の回
転角を検出するためのレゾルバ５９が結合されて
いる。レゾルバ５９の出力信号はライン２３０を
通して回路５Ａに転送されモータ５３の回転角を
示すデイジタル量に変換される。この回路５Ａに
よつてデイジタル量で表わされたモータ５３の回
転角は周期的に（本実施例では４ｍｓ周期）ライ
ン２１５を通じて差分回路８４に転送される。ラ
イン２１５を通じて差分回路８４に送られたモー
タ５３の回転角をＭ（Ｎ）とし｛Ｎは現在のサン
プリング時間＝Ｎ・ΔＴ（ΔＴはサンプリング周
期）を示すためのサフイクス｝、前図のサンプリ
ング時間（Ｎ−１）ΔＴにおけるモータ５３の回
転角をＭ（Ｎ−１）とする。差分回路８４では回
路５Ａからのデイジタル量をサンプリングして ΔＭ＝Ｍ（Ｎ）−Ｍ（Ｎ−１） ……502 を計算する。ΔＭは一定周期間にモータ５３の回
転する回転角を表わしている。ΔＴを十分に短く
すればΔＭは近似的に速度とみなせる。又モータ
５３の軸は被制御機械のスライドまたは他の機構
を駆動しているので、ΔＭは一定周期ΔＴ間に被
制御機械の移動する距離を表わし、近似的に速度
を表わしている。Ｍ（Ｎ）は501式におけるＭと
同じものである。時刻（Ｎ−１）ΔＴにおけるモ
ータ５３の回転位置θが324゜であるとする。Δ
Ｔ間にプラス72゜回転したとすると、Ｎ・ΔＴに
おけるモータの回転角は36゜となる。この場合 Ｍ（Ｎ）＝100 ……503 Ｍ（Ｎ−１）＝900 ……504 となる。502式に従つてΔＭを計算すると ΔＭ＝800 ……505 となりマイナス288゜回転したとみなされる。実
際はプラス72゜回転したのであるから矛盾とな
る。これはモータ回転角の360゜（又は０゜）を
横切つたことによる。このために差分回路８４で
はそのための処理を行つている。数値制御装置で
はΔＴ間にモータが半回転以上回転することはな
い。従つて −500＜ΔＭ＜500 ……506 であるはずである。従つて502式によつてΔＭを
計算した結果−500以下である場合はプラス1000
を、500以上である場合は−1000を加算する。こ
の結果ΔＭは正しくΔＴ間におけるモータの回転
角を示す。もしΔＴ間にモータが半回転以上する
場合は、回路５Ａをモータ２回転以上の回転角を
検出できるものとする必要がある。 量ΔＭはライン２３０を通して加算しレジスタ
８５に送られる。加算レジスタ８５はΔＸを第２
の入力としている。ΔＸはΔＴ間に移動すべき機
械駆動部の移動指令値あるいはモータ５３の回転
角である。又ΔＸは近似的（ΔＴが非常に短い）
にモータの指令速度である。 情報入力装置５８は指令情報を読み込み、ライ
ン２３１を通じて指令情報を情報解析回路５７に
送る。情報解析回路５７は前記指令情報を解析し
てその結果をライン２３２を通して軌跡指令回路
８０に送る。ライン２３２を通して送られる情報
は軌跡の種類（直線又は円）と被制御機械の各軸
の移動距離軌跡上の指令速度である。軌跡指令回
路８０は前記指令を各軸のΔＴ当りの移動量ΔＸ
を一定周期（ΔＴ＝４ｍｓ）でライン２２１を通
して加算レジスタ８５に送る。 第１０図は軌跡指令回路８０の詳細図である。
ライン２３２を通して送られてきた情報は加減速
回路８１によつて軌跡上の速度の加減速を行う。
軌跡指令が円である場合は加減速回路８１の出力
によりライン２３３を通して円の軌跡指令回路８
２が動作して各軸のΔＴ当りの移動量ΔＸがライ
ン２３５を通して加算レジスタ８５に送られる。
軌跡指令が直線である場合は加減速回路８１の出
力によりライン２３４を通して直線の軌跡指令回
路８３が動作して各軸のΔＴ当りの移動量ΔＸが
ライン２３５を通して加算レジスタ８５に送られ
る。ΔＸを作り出すための手段は公知の手段であ
る。 加算レジスタ８５は２つの入力の差 ΔPE＝ΔＸ−ΔＭ ……588 を計算してΔPEをライン２３６を通して積分器
８６に送る。積分器８６はその中に記憶されてい
る値PE（初期値＝０）にΔPEを加算する。その
結果積分器８６に記憶されている値PEは追従誤
差となる。すなわち任意の瞬間における制御プロ
グラムによつて要求される位置と被制御機械の実
際の位置又はモータ５３の回転角との差である。
PEはΔＴ当りの移動指令とΔＴ当りの実際の移
動指令との誤差の和であるから位置誤差と呼ばれ
る。積分器８６の出力PEはライン２３７を通し
てスケーラ８７に接続されている。スケーラ８７
は RV＝K1・PE ……588 を計算し、その出力RVをライン２３８を通して
加算レジスタ８８に送る。RVはモータ５３ある
いは被制御機械の基準速度を表わしている。スケ
ーラ８７の定数K1はサーボループの所望の性能
特性によつて決定される。 加算レジスタ８８の他方の入力としてはライン
２３０上の速度信号ΔＭがスケーラ９２、ライン
２３９を通して加えられる。スケーラ９１は CV＝K2・ΔＭ ……589 を計算し、ライン２１７を通して加算レジスタ８
８に送られる。スケーラ９１の定数K2はサーボ
ループの所望の性能特性に従つて選択される。 加算レジスタ８８は一定周期（ΔＴ）ごとに Ｕ＝RV−CV ……590 を計算してライン２４０に出力する。Ｕは速度誤
差と呼ばれる。 加算レジスタ８８の出力Ｕはライン２４０を通
して進み遅れ補償回路８９に加えられる。進み遅
れ回路８９の機能は速度誤差Ｕを可変増巾させる
ことである。進み遅れ回路８９は低減デイジタル
フイルタとして作用し、ライン２４０上の信号Ｕ
がゆつくりと変化する値を表わしている場合には
利得を増大させるように働き、又信号Ｕが急激に
変化する値を表わしている場合には利得を減少さ
せるように働く。このようにして低い周波数で、
即ち速度誤差信号の変化率が低い場合に進み遅れ
回路８９の利得は最大となる。 ・進み遅れ回路８９は Ｖ（Ｎ）＝Ａ・Ｖ（Ｎ−１）＋Ｕ（Ｎ）−Ｂ・Ｕ（Ｎ−１） ……591 を計算している。ここでＶ（Ｎ）はサンプリン
グ・タイムＮ・ΔＴのときの進み遅れ回路８９の
出力である。Ａは定数でありサーボループの所望
の性能特性によつて決定される。Ｖ（Ｎ−１）は
サンプリングタイム（Ｎ−１）・ΔＴ、すなわち
前回のサンプリングタイムにおける進み遅れ回路
８９の出力である。Ｕ（Ｎ）はサンプリングタイ
ムＮ・ΔＴのときライン２４０によつて進み遅れ
回路８９に転送された入力である。Ｂは定数であ
りサーボループの所望の性能特性によつて決定さ
れる。Ｕ（Ｎ−１）は前回のサンプリングタイム
（Ｎ−１）・ΔＴのときの進み遅れ回路８９の入力
である。 進み遅れ回路８９の出力はライン２４１を通し
てスケーラ９０に転送される。スケーラ９０は Ｗ＝K3・Ｖ ……592 を計算してライン２４２を通してリミツタ９１に
送る。スケーラ９０の定数K3はサーボループの
所望の性能特性に従つて選択される。 リミツタ９１はスケーラ９０の出力Ｗに一定値
VAを加算する。すなわち P1＝Ｗ＋VA ……592 VAはPWM発生回路５５内の減算カウンタ７１
および加算カウンタ７２の最大値の1/2である。
本実施例では500である。次にリミツタ９１はP1
を０とVAの２倍でクランプする。すなわち本実
施例ではP1が負である場合はリミツタ９１の出
力をP2＝０とする。P1が1000より大きい場合に
はリミツタ９２の出力をP2＝1000とする。 ０≦P1≦1000である場合はP2＝P1を出力す
る。 すなわち

【表】 となる。リミツタ９１の出力はライン２２０を通
してPWM発生回路５５に送られる。PWM発生回
路５５はライン２１４を通してP2に従つてモー
タ駆動回路５４のトランジスタ６０，６１，６
２，６３をオンオフする。モータ駆動回路５４は
PWM発生回路の制御によつてライン２１５を通
してモータ５３をドライブする。 上記実施例においてはサンプリング周期ΔＴを
全て同一として説明した。一般にスピードループ
のサンプリング周期は早い方が良好なサーボ特性
を得られる。一方ポジシヨンループは周波数が遅
くとも実用上さしつかえない場合が多い。サンプ
リング周期を同一にした場合はΔＴはスピードル
ープに合わせる必要がある。しかしΔＴを早くす
ると計算機の能力で処理しきれない場合がある。
特に被制御機械の軸数が多くなると問題となる。
このために第９図点線から左側をｎ・ΔＴでサン
プリングする。すなわち右側の回路がｎ回働くご
とに１回左側の回路を働かせる。この場合にはΔ
Ｍをｎ回合計するための回路が差分回路８４と加
算レジスタ８５との間に追加される。又ΔＸは
ｎ・ΔＴ間に移動すべき量が計算される。この第
２の実施例ではｎ＝２である。第１１図、第１２
図について説明する。第１１図は上記第１実施例
を模擬的に表わしたものである。サンプラSW
１，SW２は一定周期ΔＴごとに作動する。第２
の実施例の模擬図を第１２図に示す。第１２図は
第１の実施例にサンプラSW３，SW４と積算回
路１０１を追加したものである。他の要素につい
ては全て第１の実施例に同じである。サンプラ
SW３，SW４はサンプラSW１，SW２の作動周
期ΔＴのｎ倍の周期ｎ・ΔＴでサンプラSW１，
SW２に同期して作動する。積算回路１０１はサ
ンプラSW２が作動するごとにΔＴ間の移動量Δ
Ｍを積算する。ｎ・ΔＴごとにサンプラSW４が
動作してΔＭの積算値がサンプリングされる。
SW４が作動すると積算回路１０１の積算値はク
リアされ零となる。以上によりポジシヨンループ
はｎ・ΔＴごとにスピードループはΔＴごとに作
動する。これにより特性を大きく損うことなく計
算機の負荷を軽減することができる。 次に本発明の第３の実施例について説明する。 第１３図を説明するとモータを連続的に制御し
た場合の理想的なモータにかかる電圧をライン１
００４で示している。第１の実施例におけるモー
タの周期ΔＴ間の平均電圧を概略的に示すとライ
ン１００５，１００６，１００７となる。このラ
イン１００５，１００６，１００７をライン１０
０４に近づけるためにはΔＴを短くすることが望
ましい。一方ΔＴを短くすればするほど計算機の
負担が増える。従つてΔＴは計算機の能力によつ
て決定される。本発明の第３の実施例は計算機の
負荷をさほど増大させることなく近似的にライン
１００５，１００６，１００７をライン１００４
に近づけようとするものである。第３の実施例は
第１の実施例において第９図の進み遅れ回路８９
を第１４図の進み遅れ回路で置換したものであ
る。この第３の実施例においてはサンプリング周
期ΔＴの１／ｍ、すなわち 周期 ΔΔＴ＝ΔＴ／ｍ ……2001 を考える。本実施例はｍ＝２の場合について説明
する。 モータに印加される電圧はΔΔＴの周期で制御
される。他の回路は第１の実施例と全て同じであ
る。例えば 時刻 ｎ・ΔＴ≡Ｎ・ｍΔＴ／ｍ≡Ｎ・ｍ・ΔΔＴ について考える。第１の実施例と同様に進み遅れ
回路１５０１には入力Ｕ（Ｎ）が転送される。進
み遅れ回路１５０１は第１の実施例と同様に出力
Ｖ（Ｎ）を計算する。その際同時に ΔＶ＝｛Ｖ（ｎ）−Ｖ（ｎ−１）｝／ｍ……2002 を計算する。周期ΔＴごとにスイツチSW６は接
点１５０３側に接続されているからＶ（Ｎ）はそ
のまま次の回路９０へライン１５０５を通して転
送される。またＶ（Ｎ）とΔＶは補間回路１５０
２にも転送される。第１の実施例では次のサンプ
リング時刻（Ｎ＋１）ΔＴまではＶ（Ｎ）に比例
した電圧がモータに印加されていた。第３の実施
例ではＮ・ΔＴ〜（Ｎ＋１）ΔＴ間にさらにｍ分
割してモータ電圧を制御する。時刻ｎ・ΔＴ＋
ｋ・ΔΔＴ（ｋ＝１、２……ｍ−１）にライン１
５０５には次の値が出力される。第１５図を参照
するとｍ＝２の場合の例が示されている。時刻
Ｎ・ΔＴにおける出力を１００２、（Ｎ−１）Δ
Ｔにおける出力を１００１とすると時刻（Ｎ＋
１／２）ΔＴにおける出力は出力１００１と出力１０ ０２を結ぶ延長線にあると考える。すなわち第１
４図においてスイツチSW６は時刻（Ｎ＋ｋ／ｍ）Δ Ｔに接点１５０４と接続されている。補間回路１
５０２は Ｖ（Ｎ＋ｋ／ｍ）＝Ｖ（Ｎ＋Ｋ−１／ｍ）＋ΔＴ……20
03 を計算しその結果をライン１５０５に出力する。
補間回路１５０２はさほど計算機の負荷を増大さ
せない。従つて計算機の負荷をさほど増大させる
ことなくさらに細い制御をすることができる。 通常モータのデツドバンドの影響をなくするた
めにクロスカレントを流すことは通常よく知られ
ている。本発明の第４の実施例はクロスカレント
と同様に電圧をクロス的に制御する。第４の実施
例は第１の実施例の進み遅れ回路８９の後に第１
６図の回路を追加したものである。進み遅れ回路
８９の出力Ｖはライン１５０６を通して増分回路
１５０７と差分回路１５０８に転送される。増分
回路１５０７は V4A＝Ｖ＋Ｈ ……2004 を計算してライン１５０９に出力する。ここでＨ
は一定値でありモータの特性によつて決定され
る。差分回路１５０８は V4B＝Ｖ−Ｈ ……2005 を計算してライン１５１０に出力する。ここで第
３の実施例と同様に周期ΔＴ／ｐを考える。但し
ｐは偶数である。スイツチSW７は周期ΔＴ／ｐ
ごとにライン１５０９と１５１０とを交互にライ
ン１５１１に接続する。 従つてライン１５１１にはV4A、V4Bが交互に
出力されるライン１５１１上の出力V4をｐ＝４
の場合の例について示したのが第１７図である。
モータ５３にはこのV4に比例した電圧が印加さ
れる。ΔＴ／ｐをモータ５３の応答速度より十分
大きくとればモータの働きとしては高周波分が
過されるためＶに比例した電圧が印加されたと等
価である。Ｖが非常に小さい場合にもモータのデ
ツドバンドの影響が少くなる。 第５の実施例は第１の実施例にさらに非線形部
分を追加することにより所望のサーボ特性を得る
ものである。第５の実施例は第１の実施例の進み
遅れ回路８９の後に第１８図で示す回路を追加し
たものである。進み遅れ回路８９の出力Ｖはライ
ン１５１２を通して転送される。スイツチSW８
はＶがプラスの場合にはライン１５１３と接続さ
れＶは増分回路１５１６に転送される。増分回路
１５１６は V5＝Ｖ＋Ｄ ……2006 を計算してライン１５１８に出力する。一方Ｖが
マイナスの場合にはスイツチSW８は１５１４に
接続され、Ｖがライン１５１４を通して差分回路
１５１７に転送される。 差分回路１５１７は V5＝Ｖ−Ｄ ……2007 を計算してライン１５１８に出力する。従つて入
力Ｖと出力V5の関係は第１９図で示される。Ｄ
は所望のサーボ特性によつて決定される。 第６の実施例は第８図におけるレジスタ７０の
内容を減算カウンタ７１と加算カウンタ７２に転
送するタイミングに関するものである。レジスタ
７０は一定周期ΔＴに１回更新される。しかしな
がらその更新のタイミングは一定でない。第２０
図を参照すると時刻Ｔ１０とＴ１４をサンプリン
グのタイミングとする。時刻Ｔ１０で回路５Ａの
データはソフトウエア装置５６に転送される。ソ
フトウエア装置５６では所定の処理をするためあ
る時間遅れてPWM発生回路５５に即ち第８図の
レジスタ７０に出力を転送する。ソフトウエア装
置５６の処理時間は一定でないため第２０図のＴ
１１〜Ｔ１２の間に出力される。レジスタ７０の
内容を減算カウンタ７１、加算カウンタ７２へ転
送する時刻をＴ１０〜Ｔ１１間とするとＴ１０で
サンプリングされた新しいモータ位置に対する制
御量はまだレジスタ７０に転送されていない。従
つて古い制御量がそのまま減算カウンタ７１と加
算カウンタ７２へ転送される。新しい制御量は次
のサンプリングタイムで初めて有効となる。これ
は制御上ムダ時間となるため好ましくない。レジ
スタ７０の内容は時刻Ｔ１２においてはかならず
更新されている。従つてレジスタ７０を減算カウ
ンタ７１、加算カウンタ７２へ転送するタイミン
グをＴ１３とすればＴ１０でサンプリングされた
制御量は最小のムダ時間DTで済む。 第７の実施例はモータ５３にかかる電圧波形に
関する。モータ５３が一定回転で回つているとす
るとモータ５３に印加される電圧の波形は例えば
第３図となる。これを１サンプリング周期ΔＴだ
け取り出したものを第２１図に示す。これは１サ
ンプリング周期ΔＴのうち1/3ΔＴ間だけ電源電
圧Ｖがモータ５３に印加され、残り2/3ΔＴ間は
電圧が印加されないことを表わしている。ΔＴ時
間を通しての平均電圧は1/3Ｖである。この場合
理想的には第２２図のようにΔＴ間全てモータ５
３に1/3Ｖが印加されることが望まれる。第７の
実施例でのモータ５３の印加電圧を第２３図に示
す。第２３図の波形は平均的には第２１図、第２
２図と同じである。しかしながら第２１図に比較
して高周波成分が多い。モータ５３は高周波に対
しては影響を受けにくい。従つて第２３図の方が
第２１図に比較して良い結果が得られる。 第２３図の波形を得るには第８図においてレジ
スタ７０の値を減算カウンタ７１、加算カウンタ
７２に転送するタイミングをΔＴ／ｎ（本実施例
においてはｎ＝４）とする。一方、ライン２２２
上のクロツクパルスの周波数をｎ倍（本実施例で
はｎ＝４）とすると第２３図の波形が得られる。 なお位置検出器はレゾルバ５９にかぎらずイン
ダクトシン、マグネスケール等が考えられる。こ
の場合にはフイードバツク量はモータの回転角で
はなく被制御機械の位置そのものとなる。又モー
タ５３に連動するパルス発生器よりのパルスをカ
ウンタでカウントすることも可能である。 以上のように本発明による数値制御装置によれ
ば位置検出器を除き全てデイジタルで処理が行わ
れる（位置検出器をデイジタル化することも可能
である）ので、調整は簡単で個人差がなく、かつ
温度、経年変化による特性変化がなく、さらに装
置が簡単化される。しかも雑音に強く、デイジタ
ル加減速が可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の数値制御装置を説明するための
流れ図、第２図は本発明の第１の実施例を示すブ
ロツク図、第３は同実施例のモータ印加電圧を示
す波形図、第４図は上記第１の実施例のモータ駆
動回路を示す回路図、第５図ａ〜ｄ、第６図ｅ〜
ｈ、第７図ｉ〜ｌは上記第１の実施例の動作を説
明するための波形図、第８図は上記第１の実施例
のPWM発生回路を示すブロツク図、第９図は上
記第１の実施例の動作を説明するための流れ図、
第１０図は上記第１の実施例の軌跡指令回路を示
すブロツク図、第１１図は上記第１の実施例の模
擬図、第１２図は本発明の第２の実施例の模擬
図、第１３図は上記第１の実施例のモータ電圧の
平均値を示す波形図、第１４図は本発明の第３の
実施例の進み遅れ回路を示すブロツク図、第１５
図は同進み遅れ回路の出力を示す図、第１６図は
本発明の第４の実施例で用いた回路を示すブロツ
ク図、第１７図は同回路の出力を示す図、第１８
図は本発明の第５の実施例で用いた回路を示すブ
ロツク図、第１９図は同回路の入出力特性図、第
２０図は本発明の第６の実施例の説明図、第２１
図は上記第１の実施例のモータ印加電圧を示す波
形図、第２２図は同モータ印加電圧の理想的な波
形図、第２３図は本発明の第７の実施例のモータ
印加電圧を示す波形図である。 ４０，４１……サーボ回路、５３……直流サー
ボモータ、５４……モータ駆動回路、５５……
PWM発生回路、５６……ソフトウエア装置、５
７……情報解析装置、５８……情報入力装置、５
９……レゾルバ、５Ａ……アナログ・デイジタル
変換回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 被制御機械の位置制御を行なうサーボモータ
   と、このサーボモータを駆動するモータ駆動回路
   と、前記サーボモータを制御するための情報を出
   力する情報入力装置と、前記サーボモータの回転
   軸に取り付けた回転位置検出器を含み且つ前記サ
   ーボモータの回転に応動してデイジタル信号を出
   力する装置と、同装置から所定のサンプリング周
   期でサンプリングしたデイジタル信号および前記
   情報入力装置からの情報により前記モータ駆動回
   路をデイジタル制御信号で制御するデイジタル処
   理装置とを具備するサンプリング式の数値制御装
   置において、 前記モータ駆動回路は複数のパワートランジス
   タからなるスイツチング回路により構成し、 前記デイジタル処理装置とモータ駆動回路との
   間に同処理装置からのデイジタル制御信号をパル
   ス幅変調するPWM発生回路を備え、 前記デイジタル信号を出力する装置は一定サン
   プリング時間中の前記サーボモータの回転量を前
   記回転位置検出器の出力の差分量としてデイジタ
   ル量で与える差分量算出部を備え、 さらに、前記デイジタル処理装置は位置フイー
   ドバツク及び速度フイードバツク用の信号として
   前記差分量算出部の出力を入力信号として用いる
   とともに各々独立してその値を調整可能な位置フ
   イードバツクループゲイン要素（K1）、速度フイ
   ードバツクループゲイン（K3）を有し、所定時
   間における速度フイードバツクループについての
   演算回数を位置フイードバツクループの演算回数
   より多く実行することを特徴とするサンプリング
   式数値制御装置。