JPS61296813A - デジタル巡回形フイルタ - Google Patents
デジタル巡回形フイルタInfo
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- JPS61296813A JPS61296813A JP61145024A JP14502486A JPS61296813A JP S61296813 A JPS61296813 A JP S61296813A JP 61145024 A JP61145024 A JP 61145024A JP 14502486 A JP14502486 A JP 14502486A JP S61296813 A JPS61296813 A JP S61296813A
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H17/00—Networks using digital techniques
- H03H17/02—Frequency selective networks
- H03H17/04—Recursive filters
- H03H17/0461—Quantisation; Rounding; Truncation; Overflow oscillations or limit cycles eliminating measures
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Hardware Design (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Complex Calculations (AREA)
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
- Picture Signal Circuits (AREA)
- Gyroscopes (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、特許請求の範囲第１項から第４項までのいづ
れか１項の上位概念に記載のデジタル巡回形フィルタに
関する。
れか１項の上位概念に記載のデジタル巡回形フィルタに
関する。
この種のフィルタは公知であり、例えば論文″Ｅｌｉｍ
ｉｎａｔｉｏｎ ｏｆ Ｇｒａｎｕｌａｒｉｔｙ ａｎ
ｄ ＯｖｅｒｆｌｏｗＬｉｍｉｔ Ｃｙｃｌｅｓ ｉｎ
Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｎｏｒｍ ＲｅｃｕｒｓｉｖｅＤｉ
ｇｉｔａ’ｌ Ｆｉｌｔｅｒｓ″（Ｔｕｒｎｅｒおよび
Ｂｒｕｔ ｏｎ著＼工ＫＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ
ｓ ｏｎ ｃｉｒｃｕｉｔｓ ａｎｄ ｓｙｓｔｅｍｓ
、ＶＯｌ、 ＣＡＳ−２７、腐１．１９８０年１月、第
５０頁ないし第５３頁）に記載されている。
ｉｎａｔｉｏｎ ｏｆ Ｇｒａｎｕｌａｒｉｔｙ ａｎ
ｄ ＯｖｅｒｆｌｏｗＬｉｍｉｔ Ｃｙｃｌｅｓ ｉｎ
Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｎｏｒｍ ＲｅｃｕｒｓｉｖｅＤｉ
ｇｉｔａ’ｌ Ｆｉｌｔｅｒｓ″（Ｔｕｒｎｅｒおよび
Ｂｒｕｔ ｏｎ著＼工ＫＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ
ｓ ｏｎ ｃｉｒｃｕｉｔｓ ａｎｄ ｓｙｓｔｅｍｓ
、ＶＯｌ、 ＣＡＳ−２７、腐１．１９８０年１月、第
５０頁ないし第５３頁）に記載されている。
従来の技術
巡回形デジタルフィルタにおいて、有限信号語長の結果
として２種類の非線形性が生じる。
として２種類の非線形性が生じる。
非線形性の第１種の原因は、信号の粒子性のため所定の
算術操作に引続いて実施されるべき丸め込みおよび／ま
たは打ち切り操作（Ｓｃｈｎｅｉｄ−ｅｏｐｅｒａｔｉ
ｏｎ ）にある。第２種の非線形性は、算術演算の結果
が、その都度の信号語長によって前板って決められてい
る数値領域を上回ることによって生じる。
算術操作に引続いて実施されるべき丸め込みおよび／ま
たは打ち切り操作（Ｓｃｈｎｅｉｄ−ｅｏｐｅｒａｔｉ
ｏｎ ）にある。第２種の非線形性は、算術演算の結果
が、その都度の信号語長によって前板って決められてい
る数値領域を上回ることによって生じる。
この関係においていわいるオーバフロー非線形性も問題
になる。
になる。
非線形性の結果として周知のように寄生振動が生じるこ
とがあり、それによりデジタルフィルタの機能性が著し
く損なわれることがある。
とがあり、それによりデジタルフィルタの機能性が著し
く損なわれることがある。
寄生振動の発生の原因によれば、これら振動は粒子性な
いしリミットサイクルおよびオーバフロー発振に分けら
れる。
いしリミットサイクルおよびオーバフロー発振に分けら
れる。
オーバフロー発振はどんな状態においても回避されなげ
ればならない。というのはその振幅は信号のオーダにあ
るからである。数多くの場合、粒子性ないしリミットサ
イクル発振を抑圧することも重要であり、その上そのパ
ワも非常に高くかつそのスペクトルは若干の周波数にの
み集中する可能性がある。
ればならない。というのはその振幅は信号のオーダにあ
るからである。数多くの場合、粒子性ないしリミットサ
イクル発振を抑圧することも重要であり、その上そのパ
ワも非常に高くかつそのスペクトルは若干の周波数にの
み集中する可能性がある。
ドイツ連邦共和国特許第２４１８９２３号明細書によっ
て、次のデジタル計算機フィルタが公知である。すなわ
ちこのフィルタにおいてこれらデジタル計算機フィルタ
に対して所定の条件が守られているとき、既述のリミッ
トサイクル発振が効果的に抑圧される。これらの条件に
は次のようなものがある。すなわちフィルタのそれぞれ
の回路部分から吸収される擬似パフｐ（ｔ） ＝ Σ
ａｙ （ａｙ２（ｔ） −ｂν”（ｔ） ）が、丸め
ν；１ 込みないし打ち切り回路ないしオーバ７０−補正を省略
した場合に算術操作が正確に実現されるときに生じる擬
似パワの値と同じかまたはそれ以上であることであり、
その際νは’Ｆ”−１−の番号であり（１ないしｎ）、
ａν（１）は２番目デートにおける時点ｔＫおける入力
量であり、ｂν（１）は、ν番目のデートにおける時点
ｔにおける出力量であり、Ｇνはν番目のｒ−）に所属
する正の量である。
て、次のデジタル計算機フィルタが公知である。すなわ
ちこのフィルタにおいてこれらデジタル計算機フィルタ
に対して所定の条件が守られているとき、既述のリミッ
トサイクル発振が効果的に抑圧される。これらの条件に
は次のようなものがある。すなわちフィルタのそれぞれ
の回路部分から吸収される擬似パフｐ（ｔ） ＝ Σ
ａｙ （ａｙ２（ｔ） −ｂν”（ｔ） ）が、丸め
ν；１ 込みないし打ち切り回路ないしオーバ７０−補正を省略
した場合に算術操作が正確に実現されるときに生じる擬
似パワの値と同じかまたはそれ以上であることであり、
その際νは’Ｆ”−１−の番号であり（１ないしｎ）、
ａν（１）は２番目デートにおける時点ｔＫおける入力
量であり、ｂν（１）は、ν番目のデートにおける時点
ｔにおける出力量であり、Ｇνはν番目のｒ−）に所属
する正の量である。
この種のｎ個のケ゛−トは、擬似受動素子と称される。
インクリメンタル擬似受動素子として、それぞれの回路
部分によって吸収される擬似パワが、オーバフロー補正
を行なわないで算術操作が実施されるとき生じるインク
リメンタルな擬似パワの値と同じであるかまたはそれよ
り大きいフイルタが示される。
部分によって吸収される擬似パワが、オーバフロー補正
を行なわないで算術操作が実施されるとき生じるインク
リメンタルな擬似パワの値と同じであるかまたはそれよ
り大きいフイルタが示される。
インクリメンタルな擬似パワは、入力量ａν（１）ない
し出力量ｂν（１）をインクリメントΔａδ（１）ない
しΔｂδ（ｔ） Ｋ置き換えることによって既述の擬似
パワから計算される〇 この条件が守られるとき、デジタル系はオーバフロー発
振が生じずかつ応答安定性が高められる。応答安定性と
は、オーバフローによって惹起さ、れるノイズが、理想
的な線形の条件においてオーバフローが一時的にしか発
生しない限り、励振が消失しない場合でも常に減衰され
ることである。
し出力量ｂν（１）をインクリメントΔａδ（１）ない
しΔｂδ（ｔ） Ｋ置き換えることによって既述の擬似
パワから計算される〇 この条件が守られるとき、デジタル系はオーバフロー発
振が生じずかつ応答安定性が高められる。応答安定性と
は、オーバフローによって惹起さ、れるノイズが、理想
的な線形の条件においてオーバフローが一時的にしか発
生しない限り、励振が消失しない場合でも常に減衰され
ることである。
高められた応答安定性とは、絶えず発生する僅かなオー
バフローにより結果的に出力信号にほんの僅かなノイズ
しか生じないことをいう。
バフローにより結果的に出力信号にほんの僅かなノイズ
しか生じないことをいう。
発明が解決しようとする問題点
したがって本発明の課題は、冒頭に述べた形式の状態変
数フィルタ構成において、経済的に採算のとれるコスト
において、条件インクリ・メントな擬似受動性およびこ
れと関連した応答安定性が満足されるように、構成する
ことである。
数フィルタ構成において、経済的に採算のとれるコスト
において、条件インクリ・メントな擬似受動性およびこ
れと関連した応答安定性が満足されるように、構成する
ことである。
問題点を解決するための手段および発明の効果この課題
は本発明によれば特許請求の範囲第１項ないし第４項の
特徴部分に記載の構成によって解決される。
は本発明によれば特許請求の範囲第１項ないし第４項の
特徴部分に記載の構成によって解決される。
本発明のデジタル巡回形フィルタの利点は、これにより
まず第１に、条件インクリメンタルな擬似受動性および
これと関連した応答安定性が経済的に採算のとれるコス
トによって実現される、単に理論上のではなくて実際の
回路構成が提供される点にある。
まず第１に、条件インクリメンタルな擬似受動性および
これと関連した応答安定性が経済的に採算のとれるコス
トによって実現される、単に理論上のではなくて実際の
回路構成が提供される点にある。
実施例
次に本発明を図示の実施例につき図面を用いて詳細に説
明する。
明する。
ｉ１ａ図は、２次の状態変数フィルタブロック構成を示
し、対応する第１ｂ図は、固定小数点演算に対する信号
補正項を求める図であり、第１Ｃ図は、浮動小数点演算
に対する信号補正項を求める図である。
し、対応する第１ｂ図は、固定小数点演算に対する信号
補正項を求める図であり、第１Ｃ図は、浮動小数点演算
に対する信号補正項を求める図である。
第１ａ図の２次の状態変数フィルタブロック構成は、１
つのトランスバーサル分岐路および２つの巡回分岐路を
含んでいる。巡回分岐路はそれぞれ１つの遅延素子Ｔを
有しており、その出力信号は第１ループにおいてそれ自
体の入力側に帰還されかつ第２ループにおいてそれぞれ
別の遅延素子の入力側に帰還される。第１ループにおい
て出力信号ｘ１ｑ（ｋ）はａ１１によって重み付げされ
、それから２の補数の打ち切り操作Ｅが行なわれる。引
続いて、ａ１２によって重み付けされかつ２つの補数の
打ち切り操作が行なわれた、別の遅延素子の出力信号と
の結合が行なわれる。和信号ＳＩＢは、ｂｌによって重
み付けされ引続いて丸め込みないし打ち切り操作が行な
われた入力信号ｕｑ （ｋ ）に加算され、それから飽
和特性曲線（制限器Ｓ）の作用を受けかつそれから遅延
素子Ｔの入力信号Ｘ１９（ｋ＋１）として使用される。
つのトランスバーサル分岐路および２つの巡回分岐路を
含んでいる。巡回分岐路はそれぞれ１つの遅延素子Ｔを
有しており、その出力信号は第１ループにおいてそれ自
体の入力側に帰還されかつ第２ループにおいてそれぞれ
別の遅延素子の入力側に帰還される。第１ループにおい
て出力信号ｘ１ｑ（ｋ）はａ１１によって重み付げされ
、それから２の補数の打ち切り操作Ｅが行なわれる。引
続いて、ａ１２によって重み付けされかつ２つの補数の
打ち切り操作が行なわれた、別の遅延素子の出力信号と
の結合が行なわれる。和信号ＳＩＢは、ｂｌによって重
み付けされ引続いて丸め込みないし打ち切り操作が行な
われた入力信号ｕｑ （ｋ ）に加算され、それから飽
和特性曲線（制限器Ｓ）の作用を受けかつそれから遅延
素子Ｔの入力信号Ｘ１９（ｋ＋１）として使用される。
第２の遅延素子に対する第１ループおよび第２ループも
相応に構成されている。遅延素子Ｔの２つの出力信号Ｘ
Ｉ（Ｌ（ｋ’）およびＸ２ｑ（ｋ）はＣ１ないしＣ２に
よって重み付げされかつ引続いて丸め込みまたは打ち切
り操作が行なわれる。
相応に構成されている。遅延素子Ｔの２つの出力信号Ｘ
Ｉ（Ｌ（ｋ’）およびＸ２ｑ（ｋ）はＣ１ないしＣ２に
よって重み付げされかつ引続いて丸め込みまたは打ち切
り操作が行なわれる。
加算器を用いてこれら２つの信号およびトランスパーサ
ル分岐路の出力信号は加算されかつ引続いて丸め込みな
いし打ち切り操作が行なわれて、出力信号７ｑ （ｋ）
になる。
ル分岐路の出力信号は加算されかつ引続いて丸め込みな
いし打ち切り操作が行なわれて、出力信号７ｑ （ｋ）
になる。
本発明の信号補正ＶＺＫは、第１ａ図に示すように、２
つの巡回信号ＰｉｉおよびＰｌｊの結合後行なわれる。
つの巡回信号ＰｉｉおよびＰｌｊの結合後行なわれる。
結合された信号Ｓｉｑは、その値が零より小さいかにつ
いて検査される。零より小さい場合、信号Ｓｉｑに補正
項γ１＝２ｑが付加加算される。ｑば、フィルタの実現
の際固定小数点演算において決まっている（第１ｂ図）
量子化の幅である。
いて検査される。零より小さい場合、信号Ｓｉｑに補正
項γ１＝２ｑが付加加算される。ｑば、フィルタの実現
の際固定小数点演算において決まっている（第１ｂ図）
量子化の幅である。
勿論信号補正ＶＺＫｉは巡回分岐路の別の個所、例えば
制限器Ｓの前または後または遅延素子Ｔの前または後に
おいて行なうことができる。
制限器Ｓの前または後または遅延素子Ｔの前または後に
おいて行なうことができる。
第１ａ図に示すフィルタ構成が浮動小数点演算において
実現される場合、付加的に斜線を施したブロックが示す
丸め込みＲ１絶対値打ち切リＢ’Ｊたは２つの補数の打
ち切りＥの操作が実施されなければならない。これら操
作は、それぞれの加算ないし合計化の後で行なわれなげ
ればならず、その際２つの巡回信号ＰｉｉおよびＰｌ、
１の加算後の語長短縮はそれぞれ絶対値打ち切り操作Ｂ
（Ｂｅｔｒａｇｓｃｈｎｅｉｄｅｏｐｓｒａｔｉｏｎ
）でなければならない。信号補正の実施は、第１Ｃ図
かられかる。第１ａ図によれば、絶対値打ち切りされた
信号Ｓ１ｑは負の値について検査される。
実現される場合、付加的に斜線を施したブロックが示す
丸め込みＲ１絶対値打ち切リＢ’Ｊたは２つの補数の打
ち切りＥの操作が実施されなければならない。これら操
作は、それぞれの加算ないし合計化の後で行なわれなげ
ればならず、その際２つの巡回信号ＰｉｉおよびＰｌ、
１の加算後の語長短縮はそれぞれ絶対値打ち切り操作Ｂ
（Ｂｅｔｒａｇｓｃｈｎｅｉｄｅｏｐｓｒａｔｉｏｎ
）でなければならない。信号補正の実施は、第１Ｃ図
かられかる。第１ａ図によれば、絶対値打ち切りされた
信号Ｓ１ｑは負の値について検査される。
負の値であれば、補正項ｒとして、帰還された信号Ｐｉ
ｉ、Ｐｌｊないし検査されかつ場合に応じて補正される
べき信号Ｓ１ｑの量子化の幅ｑ□□、ｑｉ３およびｑ工
。？最大値ｍａｘが採用される。しかし第１Ｃ図に示す
ように、２つの場合が区別されなげればならないならば
、検査された信号の絶対値が補正項ｙより大きいかそれ
と等しいとき、固定小数点演算による補正が行なわれる
。
ｉ、Ｐｌｊないし検査されかつ場合に応じて補正される
べき信号Ｓ１ｑの量子化の幅ｑ□□、ｑｉ３およびｑ工
。？最大値ｍａｘが採用される。しかし第１Ｃ図に示す
ように、２つの場合が区別されなげればならないならば
、検査された信号の絶対値が補正項ｙより大きいかそれ
と等しいとき、固定小数点演算による補正が行なわれる
。
補正項より小さい場合には信号Ｓｌｑにその絶対値が付
加され、すなわち零にセットされる。
加され、すなわち零にセットされる。
第２Ｃ図の構成は、第１ａ図の構成に相応しているが、
唯−次の点で相異している。すなわち巡回ループ信号の
重み付け後その都度２の補数の打ち切り操作ではなくて
、絶対値打ち切り操作Ｂが行なわれる。信号補正は同様
第１ｂ図および第１Ｃ図とは多少異なって実ｍされる。
唯−次の点で相異している。すなわち巡回ループ信号の
重み付け後その都度２の補数の打ち切り操作ではなくて
、絶対値打ち切り操作Ｂが行なわれる。信号補正は同様
第１ｂ図および第１Ｃ図とは多少異なって実ｍされる。
すなわち加算すべき第１の巡回信号Ｐｉｉおよび第２の
巡回信号Ｐ１ｊの極性が相互に比較され（第２ｂ図）、
その際一致している場合信号補正は行なわれず、また不
一致の場合固定小数点演算を用いた実施の際補正項γｉ
＝ −ｓｉｇｎ（Ｓｉｎ）・ｑが加算され、すなわち
補正すべき信号Ｓ１ｑとは反対の極性を有する単一の量
子化の幅ｑが加算される。
巡回信号Ｐ１ｊの極性が相互に比較され（第２ｂ図）、
その際一致している場合信号補正は行なわれず、また不
一致の場合固定小数点演算を用いた実施の際補正項γｉ
＝ −ｓｉｇｎ（Ｓｉｎ）・ｑが加算され、すなわち
補正すべき信号Ｓ１ｑとは反対の極性を有する単一の量
子化の幅ｑが加算される。
浮動小数点演算が行なわれる場合の信号補正は、第２Ｃ
図に示すように行なわれる。２つの巡回ループ信号の極
性の不一致の場合、補正項■ γとして、これら信号のないし検査すべきかつ場合に応
じて補正すべき和信号Ｓ１ｑの量子化の幅の量大値が採
用される。引続いて次の検査、すなわち、和信号の絶対
値が補正項γより小ざいかどうかについての検査が行な
われる。小さい場合、信号は零にセットされ、大きい場
合固定小数点演算におけるよ５に、補正すべき信号Ｓ１
ｑとは反対の極性を有する補正項γが加算される。
図に示すように行なわれる。２つの巡回ループ信号の極
性の不一致の場合、補正項■ γとして、これら信号のないし検査すべきかつ場合に応
じて補正すべき和信号Ｓ１ｑの量子化の幅の量大値が採
用される。引続いて次の検査、すなわち、和信号の絶対
値が補正項γより小ざいかどうかについての検査が行な
われる。小さい場合、信号は零にセットされ、大きい場
合固定小数点演算におけるよ５に、補正すべき信号Ｓ１
ｑとは反対の極性を有する補正項γが加算される。
第１ａ図は、本発明の２次の状態変数フィルタブロック
溝底を示す図であり、第１ｂ図は第１ａ図に相応する、
固定小数点演算に対する信号補正項の規定を説明する状
態ダイヤグラムの図であり、第１Ｃ図は第１ａ図に相応
する、浮動小数点演算に対する信号補正項の規定を説明
する状態ダイヤグラムの図であり、第２ａ図は別の本発
明の２次の状態変数ブロック構成のインクリメンタルな
擬似受動実現した場合を示す図であり、第２ｂ図は第２
ａ図に相応する、固定小数点演算に対する信号補正項の
規定を説明する状態ダイヤグラムの図であり、第２Ｃ図
はｉ＠２ａ図に相応する、浮動小数点演算に対する信号
補正項の規定を説明する状態ダイヤグラムの国である。
溝底を示す図であり、第１ｂ図は第１ａ図に相応する、
固定小数点演算に対する信号補正項の規定を説明する状
態ダイヤグラムの図であり、第１Ｃ図は第１ａ図に相応
する、浮動小数点演算に対する信号補正項の規定を説明
する状態ダイヤグラムの図であり、第２ａ図は別の本発
明の２次の状態変数ブロック構成のインクリメンタルな
擬似受動実現した場合を示す図であり、第２ｂ図は第２
ａ図に相応する、固定小数点演算に対する信号補正項の
規定を説明する状態ダイヤグラムの図であり、第２Ｃ図
はｉ＠２ａ図に相応する、浮動小数点演算に対する信号
補正項の規定を説明する状態ダイヤグラムの国である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、ｂ１およびｂ２によつて重み付けされた入力信号ｕ
（ｋ）は、２つの遅延素子に供給され、該遅延素子の出
力信号はａ１１ないしａ２２によつて重み付けされて前
記遅延素子の入力側に帰還されかつａ２１ないしａ１２
によつて重み付けされてそれぞれ別の遅延素子の入力側
に帰還されかつｃ１ないしｃ２によつて重み付けされて
出力信号ｙ（ｋ）に統合される（２次のフィルタブロッ
ク）、前以つて決められた信号語長を有する、固定小数
点演算が行なわれる、状態空間構成のデジタル巡回形フ
ィルタにおいて、 ａ１１、ａ１２、ａ２１およびａ２２による重み付け後
信号はそれぞれ２の補数の打ち切り操作（Ｅ）が行なわ
れかつそれぞれの別の重み付け後打ち切りまたは丸め込
みの操作 （Ｒ、Ｂ、Ｅ）が行なわれ、かつ遅延素子 （Ｔ）の入力信号（Ｘ＿ｉ＿ｑ（ｋ＋１））または出力
信号（Ｘ＿ｉ＿ｑ（ｋ））はそれぞれ飽和特性曲線（制
限器Ｓ）の作用を受けかつ前記遅延素子（Ｔ）または制
限器（Ｓ）の入力信号または出力信号または遅延素子の
入力側に帰還される統合された信号（Ｓ＿ｉ＿ｑ）にそ
れぞれ、負の信号の場合（Ｓ＿ｉ＿ｑ＜０）該信号に２
つの量子化の幅（ｑ）を付加加算することによつて、信
号補正（ＶＺＫｉ）が行なわれることを特徴とするデジ
タル巡回形フィルタ。 ２、ｂ１およびｂ２によつて重み付けされた入力信号ｕ
（ｋ）が２つの遅延素子に供給され、該遅延素子の出力
信号がａ１１ないしａ２２によつて重み付けされてそれ
ぞれ前記遅延素子の入力側に帰還されかつａ２１ないし
ａ１２によつて重み付けされてそれぞれ別の遅延素子の
入力側に帰還されかつｃ１ないしｃ２によつて重み付け
されて出力信号ｙ（ｋ）に統合される、（２次のフィル
タブロック）、前以つて決められた信号語長を有する、
浮動小数点演算が行なわれる、状態空間構成のデジタル
巡回形フィルタにおいて、 ａ１１、ａ１２、ａ２１およびａ２２による重み付け後
信号はそれぞれ２の補数の打ち切り操作（Ｅ）が行なわ
れかつそれぞれ別の重み付け後打ち切りまたは丸め込み
操作（Ｒ、Ｂ、Ｅ）が行なわれ、かつ遅延素子（Ｔ）の
入力信号（Ｘ＿ｉ＿ｑ（ｋ＋１））または出力信号（Ｘ
＿ｉ＿ｑ（ｋ））はそれぞれ飽和特性曲線（制限器Ｓ）
の作用を受けかつ遅延素子（Ｔ）または制限器（Ｓ）の
入力信号または出力信号または遅延素子の入力側に帰還
された統合された信号（Ｓ＿ｉ＿ｑ）にそれぞれ、負の
信号の場合（Ｓ＿ｉ＿ｑ＜０）該信号に、次の２つの時
それぞれ次の信号補正（ＶＺＫｉ）が行なわれる、すな
わち第１の場合は信号（Ｓ＿ｉ＿ｑ）が絶対値について
２つの量子化の幅を下回つていな いときであつて、信号路に最後に設けられている加算器
ないし２つの帰還された信号 （Ｐ＿ｉ＿ｉ、Ｐ＿ｉ＿ｊ）を統合する加算器の３つの
入力信号ないし出力信号から最高値（ｍａｘ（ｑ＿ｉ＿
ｉ、ｑ＿ｉ＿ｊ、ｑ＿ｉ＿ｓ））を有する２つの量子化
の幅を付加することによつて前記信号補正が行なわれる
かまたは第２の場合は前記信号（Ｓ＿ｉ＿ｑ）が絶対値
について２つの量子化の幅を下回つているときであつて
、信号（Ｓ＿ｉ＿ｑ）を零にセットすることによつて前
記信号補正が行なわれ、また前記２つの場合以外のすべ
ての場合には信号補正が行なわれない（第１ａ図）こと
を特徴とするデジタル巡回形フィルタ。 ３、ｂ１およびｂ２によつて重み付けされた入力信号ｕ
（ｋ）は、２つの遅延素子に供給され、該遅延素子の出
力信号はａ１１ないしａ２２によつて重み付けされて前
記遅延素子の入力側に帰還されかつａ２１ないしａ１２
によつて重み付けされてそれぞれ別の遅延素子の入力側
に帰還されかつｃ１およびｃ２によつて重み付けされて
出力信号ｙ（ｋ）に統合される（２次のフィルタ・ブロ
ック）、前以つて決められた信号語長を有する、固定小
数点演算が行なわれる、状態空間構成のデジタル巡回形
フィルタにおいて、 ａ１１、ａ１２、ａ２１およびａ２２による重み付け後
、信号はそれぞれ絶対値打ち切り操作（Ｂ）が行なわれ
かつそれぞれ別の重み付け後打ち切りまたは丸め込み操
作（Ｒ、Ｂ、Ｅ）が行なわれ、かつ遅延素子（Ｔ）の入
力信号（Ｘ＿ｉ＿ｑ（ｋ＋１））または出力信号（Ｘ＿
ｉ＿ｑ（ｋ））はそれぞれ、飽和特性曲線（制限器Ｓ）
の作用を受けるようにし、かつ遅延素子または制限器（
Ｓ）の入力信号または出力信号または遅延素子の入力側
に帰還された統合された信号（Ｓ＿ｉ＿ｑ）はそれぞれ
、信号補正（ＶＺＫｉ）が行なわれ、その際遅延素子の
入力側に帰還された２つの信号（Ｐ＿ｉ＿ｉ、Ｐ＿ｉ＿
ｊ）の間の極性比較が実施されかつ不一致の場合統合さ
れた帰還された信号（Ｓ＿ｉ＿ｑ）に、前記信号とは反
対の極性（−ｓｉｇｎ（Ｓ＿ｉ＿ｑ））を有する量子化
の幅（ｑ）が付加加算され、またその他の場合には信号
補正は行なわれないことを特徴とするデジタル巡回形フ
ィルタ。 ４、ｂ１およびｂ２によつて重み付けされた入力信号ｕ
（ｋ）が２つの遅延素子に供給され、該遅延素子の出力
信号はａ１１ないしａ２２によつて重み付けされてそれ
ぞれ、前記遅延素子の入力側に帰還されかつａ２１ない
し ａ１２によつて重み付けされてそれぞれ、別の遅延素子
の入力側に帰還されかつｃ１ないしｃ２によつて重み付
けされて出力信号ｙ（ｋ）に統合される（２次のフィル
タブロック）、前以つて決められた信号語長を有する、
浮動小数点演算が行なわれる、状態空間構成のデジタル
巡回形フィルタにおいて、 ａ１１、ａ１２、ａ２１およびａ２２による重み付け後
、信号はそれぞれ絶対値打ち切り操作（Ｂ）が行なわれ
かつそれぞれ別の重み付け後およびおのおのの合計後信
号は丸め込みまたは打ち切り操作（Ｒ、Ｂ、Ｅ）が行な
われ、かつ遅延素子（Ｔ）または制限器（Ｓ）の入力信
号または出力信号または遅延素子の入力側に帰還された
統合された信号（Ｓ＿ｉ＿ｑ）はそれぞれ信号補正（Ｖ
ＺＫｉ）が行なわれ、その際遅延素子の入力側に帰還さ
れた２つの信号（Ｐ＿ｉ＿ｉ、Ｐ＿ｉ＿ｊ）の間の極性
比較が実施されかつ不一致の際統合された帰還された信
号（Ｓ＿ｉ＿ｑ）が絶対値について最高の量子化の幅を
下回つていないときは、前記信号（Ｓ＿ｉ＿ｑ）に、信
号路に最後に設けられたないし前記帰還信号を統合する
加算器の３つの入力ないし出力信号（Ｐ＿ｉ＿ｉ、Ｐ＿
ｉ＿ｊ、Ｓ＿ｉ＿ｑ）の最高の量子化の幅（ｍａｘ、（
ｑ＿ｉ＿ｉ、ｑ＿ｉ＿ｊ、ｑ＿ｉ＿ｓ））が付加加算さ
れるか、または前記信号（Ｓ＿ｉ＿ｑ）が前記最高の量
子化の幅を下回つているときは、前記信号が零にセット
され、また他のすべての場合には信号補正が行なわれな
い（第２ａ図）ことを特徴とするデジタル巡回形フィル
タ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE3522412.6 | 1985-06-22 | ||
| DE19853522412 DE3522412A1 (de) | 1985-06-22 | 1985-06-22 | Digitales rekursiv-filter |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61296813A true JPS61296813A (ja) | 1986-12-27 |
Family
ID=6273935
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61145024A Pending JPS61296813A (ja) | 1985-06-22 | 1986-06-23 | デジタル巡回形フイルタ |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0205835B1 (ja) |
| JP (1) | JPS61296813A (ja) |
| AT (1) | ATE66106T1 (ja) |
| DE (2) | DE3522412A1 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3904647C2 (de) * | 1989-02-16 | 1996-07-11 | Peicom Sound Systems Gmbh | Anordnung zur digitalen Dynamikexpansion |
| DE3904648A1 (de) * | 1989-02-16 | 1990-08-23 | Ant Nachrichtentech | Verfahren und anordnung zur unterdrueckung von unerwuenschten spektren bei einer digitalen dynamikexpansion |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0135606B1 (de) * | 1983-09-28 | 1987-06-24 | ANT Nachrichtentechnik GmbH | Zustandsvariablenfilter |
-
1985
- 1985-06-22 DE DE19853522412 patent/DE3522412A1/de not_active Withdrawn
-
1986
- 1986-05-02 DE DE8686106041T patent/DE3680720D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1986-05-02 EP EP86106041A patent/EP0205835B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1986-05-02 AT AT86106041T patent/ATE66106T1/de not_active IP Right Cessation
- 1986-06-23 JP JP61145024A patent/JPS61296813A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| ATE66106T1 (de) | 1991-08-15 |
| EP0205835B1 (de) | 1991-08-07 |
| DE3680720D1 (de) | 1991-09-12 |
| EP0205835A2 (de) | 1986-12-30 |
| DE3522412A1 (de) | 1987-01-02 |
| EP0205835A3 (en) | 1987-12-09 |
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