JPS6162226A - デイジタルフイルタ - Google Patents
デイジタルフイルタInfo
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- JPS6162226A JPS6162226A JP18376984A JP18376984A JPS6162226A JP S6162226 A JPS6162226 A JP S6162226A JP 18376984 A JP18376984 A JP 18376984A JP 18376984 A JP18376984 A JP 18376984A JP S6162226 A JPS6162226 A JP S6162226A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- equation
- filter
- closed circuit
- digital filter
- delay
- Prior art date
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は係数感度および、内部演算語長に対する感度が
低いディジタルフィルタに関する。
低いディジタルフィルタに関する。
（従来の技術）
近年、集積回路技術の飛躍的進歩により各種通信装置の
ディソタル化が比較的容易に実現されるようになシ、従
来と比較して大量でかつ多様な信号処理が可能となって
きている。その中で、ディジタルフィルタはアナログフ
ィルタにとって代わるだゆでなく、ディジタル信号処理
の分野においてもその利用度が高まっている。
ディソタル化が比較的容易に実現されるようになシ、従
来と比較して大量でかつ多様な信号処理が可能となって
きている。その中で、ディジタルフィルタはアナログフ
ィルタにとって代わるだゆでなく、ディジタル信号処理
の分野においてもその利用度が高まっている。
一般に、ディジタルフィルタは差分方程式をもとにして
３種類の基本構成要素（加算器、乗算器、遅延素子）を
用いて構成される。従来、この差分方程式はＬＣＲアナ
ログフィルタに対して適当な変数変換を行なって導出し
ていた（例えば、Ａ、Ａｎｔｏｎｉｏｕ、”Ｄｉｇｉｔ
ａｌ Ｆｉｌｔｅｒｓ： Ａｎａｌｙｓｉｓ ａｎｄｄ
ｅｓｉｇｎ” （１９７９） ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ
、Ｉｎｃ、Ｅ１７８〜１８５ ）。
３種類の基本構成要素（加算器、乗算器、遅延素子）を
用いて構成される。従来、この差分方程式はＬＣＲアナ
ログフィルタに対して適当な変数変換を行なって導出し
ていた（例えば、Ａ、Ａｎｔｏｎｉｏｕ、”Ｄｉｇｉｔ
ａｌ Ｆｉｌｔｅｒｓ： Ａｎａｌｙｓｉｓ ａｎｄｄ
ｅｓｉｇｎ” （１９７９） ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ
、Ｉｎｃ、Ｅ１７８〜１８５ ）。
（発明が解決しようとする問題点）
しかしながら、上記導出方法ではしばしばディジタルフ
ィルタの回路内にＩ）ｅｌａｙ Ｆｒｅｅ Ｌｏｏｐ
（以下ＤＦＬと略す）を生じ、実現不可能となるという
欠点がちらた。
ィルタの回路内にＩ）ｅｌａｙ Ｆｒｅｅ Ｌｏｏｐ
（以下ＤＦＬと略す）を生じ、実現不可能となるという
欠点がちらた。
また、ディジタルフィルタ中の乗算器の係数の量子化誤
差及び有限な内部演算語長による誤差に対してディジタ
ルフィルタの特性が敏感であるため係数語長及び内部演
算語長を多くとる必要があるという欠点をもっていた。
差及び有限な内部演算語長による誤差に対してディジタ
ルフィルタの特性が敏感であるため係数語長及び内部演
算語長を多くとる必要があるという欠点をもっていた。
（問題点を解決するだめの手段）
本発明は、アナログフィルタのＳ平面における閉路方程
式をｓ−ｚ変換によりｚ平面に写像し、写像された２千
面における方程式を遅延のない閉路電流を算出する式に
変形し、該変形した式から回路を決定することを特徴と
するディジタルフィルタであって、遅延素子、加算器、
乗算器等によ多構成される。
式をｓ−ｚ変換によりｚ平面に写像し、写像された２千
面における方程式を遅延のない閉路電流を算出する式に
変形し、該変形した式から回路を決定することを特徴と
するディジタルフィルタであって、遅延素子、加算器、
乗算器等によ多構成される。
（作用）
上記ディジタルフィルタは元のアナログフィルタと等価
な機能を有し、その係数感度および内部演算語長に対す
る感度は従来の代表的な縦続構成ディジタルフィルタに
比べて低い。
な機能を有し、その係数感度および内部演算語長に対す
る感度は従来の代表的な縦続構成ディジタルフィルタに
比べて低い。
（実施例）
まず、本発明に係るデノタルフィルタの構成法を以下説
明する。
明する。
第２図に示すＬＣアナログフィルタの閉路方程式は一般
に で表わされる。ここで、ｚｉｊはレジスタＲｉｊ 、キ
ャパシタンスＣ１ｊ、インダクタンスＬ１□によってｚ
、ｊ ＝＝ Ｒ４ｊ＋ ＳＬｉ ｊ ＋ 、ｏｌ、、
（２）Ｊ で表わされる。またＥは起電力、Ｒｉは内部抵抗、Ｉｔ
（ｉ”１，２．・・・ｎ）は互いに独立な閉路電流であ
る。以後簡単のために式（１）を式（３）の形で表わす
。見ただし とする。
に で表わされる。ここで、ｚｉｊはレジスタＲｉｊ 、キ
ャパシタンスＣ１ｊ、インダクタンスＬ１□によってｚ
、ｊ ＝＝ Ｒ４ｊ＋ ＳＬｉ ｊ ＋ 、ｏｌ、、
（２）Ｊ で表わされる。またＥは起電力、Ｒｉは内部抵抗、Ｉｔ
（ｉ”１，２．・・・ｎ）は互いに独立な閉路電流であ
る。以後簡単のために式（１）を式（３）の形で表わす
。見ただし とする。
次に式（３）に対して双一次ｓ−ｚ変換を実行する。こ
こでＳはアナログフィルタの伝達関数ＨＡ（Ｓ）の複素
変数、２はディジタルフィルタの伝達関数ＨＤ（Ｚ）の
複素変数、Ｔはサンブリング間隔を表わしている。式（
４）を式（３）に代入し整理すればとすれば式（５）の
両辺に左から（Ａ）の逆行列（Ａ）−’を乗することに
より、 を得る。更に整理して閉路電流１を導出する形に変形す
れば Ｉ ＝ （１−ｚ−２）（Ｂ）Ｅ＋ｚ−１（Ｃ）Ｉｔｚ
−２（Ｄ）Ｉ （７）となる。ただし、 である。また行列（Ｂ） 、 （Ｃ） 、 （Ｄ）の各
ｉ＋Ｊ要素をｂｉｊ ・ｅｉｊ ・ｄｉｊとする。
こでＳはアナログフィルタの伝達関数ＨＡ（Ｓ）の複素
変数、２はディジタルフィルタの伝達関数ＨＤ（Ｚ）の
複素変数、Ｔはサンブリング間隔を表わしている。式（
４）を式（３）に代入し整理すればとすれば式（５）の
両辺に左から（Ａ）の逆行列（Ａ）−’を乗することに
より、 を得る。更に整理して閉路電流１を導出する形に変形す
れば Ｉ ＝ （１−ｚ−２）（Ｂ）Ｅ＋ｚ−１（Ｃ）Ｉｔｚ
−２（Ｄ）Ｉ （７）となる。ただし、 である。また行列（Ｂ） 、 （Ｃ） 、 （Ｄ）の各
ｉ＋Ｊ要素をｂｉｊ ・ｅｉｊ ・ｄｉｊとする。
式（７）の行列の表記の中にｎ個の方程式を含んでおり
、そのに番目のものは、 Ｉｋ（ｚ）＝ ｂｋｔＧｏＥ（ｚ） ・（１−ｚ−２）
＋ １２． ＣｋｊＪ（ｚ）・ｚ−”ｊ＝１ ＋Σｄｋｊ Ｉ 、（Ｚ） ・Ｚ −２（ｓ）Ｊ である。これに対する差分方程式は １ｋ（ｍＴ） ＝ ｔ）ｋＩＧｏ （ｅ（ｍＴ）−ｅ（
（ｍ−２）Ｔ））となる。ただし、ｉｋ（ｍＴ）、ｅ（
ｍＴ）はそれぞれ１ｋ（ｚ） 、 Ｅ（ｚ）の逆２変
換である。式（９）はｖ ｊ（（ｍ−１）Ｔ） 。
、そのに番目のものは、 Ｉｋ（ｚ）＝ ｂｋｔＧｏＥ（ｚ） ・（１−ｚ−２）
＋ １２． ＣｋｊＪ（ｚ）・ｚ−”ｊ＝１ ＋Σｄｋｊ Ｉ 、（Ｚ） ・Ｚ −２（ｓ）Ｊ である。これに対する差分方程式は １ｋ（ｍＴ） ＝ ｔ）ｋＩＧｏ （ｅ（ｍＴ）−ｅ（
（ｍ−２）Ｔ））となる。ただし、ｉｋ（ｍＴ）、ｅ（
ｍＴ）はそれぞれ１ｋ（ｚ） 、 Ｅ（ｚ）の逆２変
換である。式（９）はｖ ｊ（（ｍ−１）Ｔ） 。
ｐｊ（（ｍ−２）Ｔ） （ｊ＝１．２− ｎ）、および
（ｅ（ｍＴ） ｅ（ｍ−２）Ｔ）から４ｋ（ｍＴ）を算
出するだめの式であって、第３図に示す回路により表示
することができる。従って式（７）は１からｎまでのｋ
に対してｉｋ（ｍＴ）を算出する回路を全部でｎ個作り
、さらに遅延素子を入れる。フィルタとして必要な出力
電圧ｖｏは出力抵抗Ｒｏを流れる閉路電流の和に８８乗
じたものであるから最終的には第１図に示すディジタル
フィルタとなる。
（ｅ（ｍＴ） ｅ（ｍ−２）Ｔ）から４ｋ（ｍＴ）を算
出するだめの式であって、第３図に示す回路により表示
することができる。従って式（７）は１からｎまでのｋ
に対してｉｋ（ｍＴ）を算出する回路を全部でｎ個作り
、さらに遅延素子を入れる。フィルタとして必要な出力
電圧ｖｏは出力抵抗Ｒｏを流れる閉路電流の和に８８乗
じたものであるから最終的には第１図に示すディジタル
フィルタとなる。
第１図および式（９）から明らかなように、任意のｉｋ
（ｍＴ）を得るために同一時刻でのｉｊつまりｉｊ（ｍ
Ｔ）を必要としない。すなわちＤＦＬを生ずることなく
フィルタが構成できる。
（ｍＴ）を得るために同一時刻でのｉｊつまりｉｊ（ｍ
Ｔ）を必要としない。すなわちＤＦＬを生ずることなく
フィルタが構成できる。
またもとになるアナログフィルタとしてのＳの２次以上
の次元をもつ回路素子を用いたフィルタであって、イン
ピーダンススケーリングによってＬＣＲフィルタに変換
できるものについても上記構成法が適用できる。更に、
式（４）のｓ−ｚ変換に他の公知のｓ−ｚ変換例えばｓ
＝ ｚ−”／ （１＋ｚ−’） ＋ ｓ＝１−ｚ−１゜
５＝（ｚ２−ｄｚ＋１ ）／（ｚ２１）等を用いても同
様にＤＦ’Ｌを生じないディジタルフィルタが実現でき
る。
の次元をもつ回路素子を用いたフィルタであって、イン
ピーダンススケーリングによってＬＣＲフィルタに変換
できるものについても上記構成法が適用できる。更に、
式（４）のｓ−ｚ変換に他の公知のｓ−ｚ変換例えばｓ
＝ ｚ−”／ （１＋ｚ−’） ＋ ｓ＝１−ｚ−１゜
５＝（ｚ２−ｄｚ＋１ ）／（ｚ２１）等を用いても同
様にＤＦ’Ｌを生じないディジタルフィルタが実現でき
る。
次に実施例として、以上説明しだディジタルフィルタの
構成法に基づき第４図に示す５次有極ローパスフィルタ
をディジタルフィルタに変換する場合について説明する
。
構成法に基づき第４図に示す５次有極ローパスフィルタ
をディジタルフィルタに変換する場合について説明する
。
第４図に示す５次有極ロー・ぐスフィルタ（遮断
１゜周波数Ｉ ＭＨｚ 、通過域の許容リップル０．２
．８ｄＢ減衰極周波数１．３６９３４５ＭＨｚ 、１．
９８８１２７ＭＨｚ ）のアナログ伝達関数ＨＡ（８）
は、 Ａ２＝０．０１９９１７１６４９０ Ａ４＝ ８．６５６９８２０９３Ｘ１０−５Ｂ１＝０．
４６９２８０８３７２ Ｂ２＝ ０．１１５８８６３２４７ Ｂ３＝ ０．０２３４５９２０７４８ Ｂ４＝２．２００７０４１８５Ｘ１０−’Ｂ５＝２．５
９４７８２１５７Ｘ１０−４ αＯとなる。上記
アナログ伝達関数ＨＡ （Ｓ）について式（４）で示さ
れる双一次ｓ−ｚ変換を行なうと、アナログ周波数とデ
ィジタル周波数との間に周ｅ数ひずみを生ずる。アナロ
グ領域の角周波数ω９とディジタル領域の角周波数ω。
１゜周波数Ｉ ＭＨｚ 、通過域の許容リップル０．２
．８ｄＢ減衰極周波数１．３６９３４５ＭＨｚ 、１．
９８８１２７ＭＨｚ ）のアナログ伝達関数ＨＡ（８）
は、 Ａ２＝０．０１９９１７１６４９０ Ａ４＝ ８．６５６９８２０９３Ｘ１０−５Ｂ１＝０．
４６９２８０８３７２ Ｂ２＝ ０．１１５８８６３２４７ Ｂ３＝ ０．０２３４５９２０７４８ Ｂ４＝２．２００７０４１８５Ｘ１０−’Ｂ５＝２．５
９４７８２１５７Ｘ１０−４ αＯとなる。上記
アナログ伝達関数ＨＡ （Ｓ）について式（４）で示さ
れる双一次ｓ−ｚ変換を行なうと、アナログ周波数とデ
ィジタル周波数との間に周ｅ数ひずみを生ずる。アナロ
グ領域の角周波数ω９とディジタル領域の角周波数ω。
の間には、式（４ンからなる関係がある。この関係を第
５図に示す。
５図に示す。
この周波数についての非線型ひずみの影響を除去するた
めに前もってアナログフィルタの周波数軸を変更してお
く。具体的には、弐αηを用いて設計するディジタルフ
ィルタの遮断周波数が希望の周波数となるように、アナ
ログフィルタの素子値を変更して遮断周波数をずらして
おく。上記の例では、サンプリング周期Ｔ＝０．１（μ
Ｓ）とするとディジタルフィルタの遮断周波数ｆ Ｄ
＝ Ｉ ＭＨｚとなるためにはアナログフィルタの遮断
周波数ｆＡは弐αυよシでなくてはならない。そのため
には第４図で示される回路の容量値、インダクタンス値
をｆ。／ｆＡ倍しなくてはならない。こうして得らバた
回路は第６図で示される。
めに前もってアナログフィルタの周波数軸を変更してお
く。具体的には、弐αηを用いて設計するディジタルフ
ィルタの遮断周波数が希望の周波数となるように、アナ
ログフィルタの素子値を変更して遮断周波数をずらして
おく。上記の例では、サンプリング周期Ｔ＝０．１（μ
Ｓ）とするとディジタルフィルタの遮断周波数ｆ Ｄ
＝ Ｉ ＭＨｚとなるためにはアナログフィルタの遮断
周波数ｆＡは弐αυよシでなくてはならない。そのため
には第４図で示される回路の容量値、インダクタンス値
をｆ。／ｆＡ倍しなくてはならない。こうして得らバた
回路は第６図で示される。
この回路で閉路電流を第６図のように仮定し、閉路方程
式を求めると、 、？−−＼、 一１σ ＋ となる。この式を双一次変換し、前述の手順で整理する
と、 を得る。ただし、各係数の値は第７図に示されている。
式を求めると、 、？−−＼、 一１σ ＋ となる。この式を双一次変換し、前述の手順で整理する
と、 を得る。ただし、各係数の値は第７図に示されている。
式α■から得られる３個の差分方程式に従ってディジタ
ルフィルタを構成すると第８図となる。
ルフィルタを構成すると第８図となる。
ワ ）−
次に第４図に示す元の５次有極ローパスフィルタの対数
振幅特性および変換して得た第３図に示すディジタルフ
ィルタの対数振幅特性をそれぞれ以下のようにして求め
る。
振幅特性および変換して得た第３図に示すディジタルフ
ィルタの対数振幅特性をそれぞれ以下のようにして求め
る。
３０元の５次有極ロー・母スフィルタの対数振幅特性
式（１０のＳ領域の伝達関数ＨＡ（３）を先に示したよ
うにあらかじめ双一次ｓ−ｚ変換に伴う周波数ひずみを
補正した後、双一次ｓ−ｚ変換し°、得られた２領域の
伝達関数Ｈａ（ｚ）において、 ｚ ＝ ｅｊＱＱ４１ を代入し、２０ ｔｏｇ、ｏＩ Ｈｏ（ｅｊＱ） ｌ
（ｄＢ）より対数振幅特性を求めることができる。求め
た対数振幅特性を第９図に示す。
うにあらかじめ双一次ｓ−ｚ変換に伴う周波数ひずみを
補正した後、双一次ｓ−ｚ変換し°、得られた２領域の
伝達関数Ｈａ（ｚ）において、 ｚ ＝ ｅｊＱＱ４１ を代入し、２０ ｔｏｇ、ｏＩ Ｈｏ（ｅｊＱ） ｌ
（ｄＢ）より対数振幅特性を求めることができる。求め
た対数振幅特性を第９図に示す。
ｂ、第８図に示すディジタルフィルタの対数振幅特性
第８図に示すディジタルフィルタの入力に単位サンプル
数列を人力しインパルス応答を求めたのち高速フーリエ
変換を行うことにより対数歪幅特性を求めることができ
る。フィルタ係数２３ビ。
数列を人力しインパルス応答を求めたのち高速フーリエ
変換を行うことにより対数歪幅特性を求めることができ
る。フィルタ係数２３ビ。
ト時の対数振幅特性を第１０図に示す。ただし、ディジ
タルフィルタの係数は２進浮動小数点で表わし、その仮
数部のみ指定語、長に丸める。内部演算形式は浮動小数
点の単精度実数形（指数部８ビツト、仮数部２４ビツト
）を用いる。
タルフィルタの係数は２進浮動小数点で表わし、その仮
数部のみ指定語、長に丸める。内部演算形式は浮動小数
点の単精度実数形（指数部８ビツト、仮数部２４ビツト
）を用いる。
第９図、第１０図から、本発明に係わる構成法によるデ
ィジタルフィルタの振幅特性は元のアナログフィルタの
振幅特性と極めて良く一致していることが分かる。
ィジタルフィルタの振幅特性は元のアナログフィルタの
振幅特性と極めて良く一致していることが分かる。
次にディジタルフィルタの係数感度について説明する。
第８図に示すディジタルフィルタは、上述のように第４
図に示す５次有極ローパスフィルタに本発明に係わる構
成法を適用したものであシ、その乗算係数の語長による
対数振幅特性の変化を第１１図に示す。第１２図に示す
ディジタルフィルタは、上記５次有極ロー・ぐスフィル
タを従来の代表的構成である２次縦続形ディジタルフィ
ルタに変換したタリである。この２次縦続形ディノタル
フィルタは、弐〇〇で示される伝達関数を式（４）の双
一次変換九より２領域の伝達関数に変換し、さらに２次
式の積になるよう因数分解を行なった伝達関数αう をもとに（ｊｌＩｉ成したものである。各係数の値は第
１２図に示されるとおりである。上記２次縦続形ディノ
タルフィルタの乗算係数の語長による対数振幅特性の変
化を第１３図に示す。
図に示す５次有極ローパスフィルタに本発明に係わる構
成法を適用したものであシ、その乗算係数の語長による
対数振幅特性の変化を第１１図に示す。第１２図に示す
ディジタルフィルタは、上記５次有極ロー・ぐスフィル
タを従来の代表的構成である２次縦続形ディジタルフィ
ルタに変換したタリである。この２次縦続形ディノタル
フィルタは、弐〇〇で示される伝達関数を式（４）の双
一次変換九より２領域の伝達関数に変換し、さらに２次
式の積になるよう因数分解を行なった伝達関数αう をもとに（ｊｌＩｉ成したものである。各係数の値は第
１２図に示されるとおりである。上記２次縦続形ディノ
タルフィルタの乗算係数の語長による対数振幅特性の変
化を第１３図に示す。
第１１図と第１３図を比較すると、同じ語長の特性に関
して本発明の構成法によるディジタルフィルタの特性の
方が理想特性に近く、従って係数感度が低いことが分か
る。
して本発明の構成法によるディジタルフィルタの特性の
方が理想特性に近く、従って係数感度が低いことが分か
る。
次にディジタルフィルタの内部演算語長に対する感度に
ついて説明する。
ついて説明する。
第１４図は、第８図に示すディジタルフィルタと第１２
図に示す２次縦続形ディジタルフィルタにおいて、内部
演算語長を減らして行った場合のゲインの相対誤差ｅｒ
ｒを示す。ここで相対誤差ｅｒｒは次式で示される。
図に示す２次縦続形ディジタルフィルタにおいて、内部
演算語長を減らして行った場合のゲインの相対誤差ｅｒ
ｒを示す。ここで相対誤差ｅｒｒは次式で示される。
ただしＮ：通過域内のサンダル数
ＧＡｏ：基ｉｉｌ＋となるフィルタ（係数語長１内部演
算語長の制限がない場合）の通過域 ′のゲイン
（ｄＢ） ＧＡ：比較するフィルタのケ８イン（ｄＢ）第１４図か
ら明らかなように、本発明の構成法によるディジタルフ
ィルタは従来用いられていた縦続形ディジタルフィルタ
に比べて内部演算語長に対する感度が低い。
算語長の制限がない場合）の通過域 ′のゲイン
（ｄＢ） ＧＡ：比較するフィルタのケ８イン（ｄＢ）第１４図か
ら明らかなように、本発明の構成法によるディジタルフ
ィルタは従来用いられていた縦続形ディジタルフィルタ
に比べて内部演算語長に対する感度が低い。
（発明の効果）
本発明は以上説明したよって、アナログフィルタの閉路
方程式にｓ−ｚ変換を行ない、閉路電流を導出する形の
式に変形し、ディジタルフィルタをｎ″０１”６０１“
ｐ Ｋ ＤＦＬ ｉ： ％ Ｌ ｆｘ”・６° 。
方程式にｓ−ｚ変換を行ない、閉路電流を導出する形の
式に変形し、ディジタルフィルタをｎ″０１”６０１“
ｐ Ｋ ＤＦＬ ｉ： ％ Ｌ ｆｘ”・６° 。
て物理的に必ず実現できるという利点がある。−；
、、、ｔｉた、従来の代表的な縦続構成ディジタルフ
ィルタに比べて本発明によるディジタルフィルタは、フ
ィルタの係数感度および内部演算語長に対する感度が低
いという利点がある。
、、、ｔｉた、従来の代表的な縦続構成ディジタルフ
ィルタに比べて本発明によるディジタルフィルタは、フ
ィルタの係数感度および内部演算語長に対する感度が低
いという利点がある。
第１図は本発明によるディジタルフィルタの回路図、第
２図１４Ｌｃアナログフイルタの構成図、第３図は閉路
電流工ｋを実現する回路図、第４図は５次有極ロー・ぐ
スフィルタの回路図、第５図は双一次ｓ−ｚ変換による
周波数変換特性、第６図は第４図に示すフィルタの遮断
周波数を補正した回路図、第７図は式（田の係数値、第
８図は本発明の実施例のディジタルフィルタの回路図、
第９図は第４図に示すフィルタの振幅特性、第１０図は
第８図に示すフィルタの振幅特性、第１１図は第８図に
示すフィルタの各係数語長に対する振幅特性、第１２図
は従来の２次縦続形ディノタルフィルタの回路図、第１
３図は第１２図に示すフィルタの各係数語長に対する振
幅特性、第１４図は第４図に示すフィルタおよび第１２
図に示すフィルタの各内部演算語長に対するケ゛インの
相対誤差である３Ｉ・・・遅延素子、２・・・加算器、
３・・・乗算器、Ｃ１〜Ｃ４・・・コンデンサ、Ｌｌ、
Ｌ２・・・インダクタ、Ｒｏ・・・抵抗。 特許出願人 沖電気工業株式会社 尾１図 う：腐箪器 親２回 算７３図 基４図 Ｌ５−０．２０２ＱＯ２５３（ｒＩＨ）芥、５図 ネｅ、乙図 Ｆｏ Ｌ＋ Ｌ３Ｌｓ Ｌ、＝０．１５０５ｉう’／１３６ （ｎＨ）
Ｃｔ＝ θ、１２θｑ４０３ε ＣｍＦ）Ｌ２＝
θ、ｔＯｌｄ２２６Ｑ（ｎＨ） Ｃｚ＝０．ｔ７０
／８４０４ＣｍＦ）１３＝０．２６（？ｓδＱＱＯ（ｎ
Ｈ）Ｌ ４＝ θ１０３５２０：３０９５ ＣｎＨ）
メ？０ ＝ １，０ （ｒｎ Δ１）ｔ５
ミθ／Ｑ６／８２Ｑ７ （ｎＨ）第７図 埠、？Ｖｉ１２Ｉ 尾１０図 角ｒｆｌ逍歓（ｒａｄ） ＃１１図 肯ｌ訂盟牧（ヒＣＬｄ） 秦Ｉ２図 Ａｏ＝α００１１３３θ５ｊ７ Ｂ（２
，１）Ｗ−Ｊ、４ｄ６００”ＴＱＢ（２，２）−１０，
４７／６０Ｑｄ１３Ｂ（Ｂ Ｉ ） Ｗ −０，７０１
３４５０６地１３図 肯囚凌散（魔ｄ） 幕１４可 手続補正書（自制 ６０．１１． ７ 昭和 年 月 日
２図１４Ｌｃアナログフイルタの構成図、第３図は閉路
電流工ｋを実現する回路図、第４図は５次有極ロー・ぐ
スフィルタの回路図、第５図は双一次ｓ−ｚ変換による
周波数変換特性、第６図は第４図に示すフィルタの遮断
周波数を補正した回路図、第７図は式（田の係数値、第
８図は本発明の実施例のディジタルフィルタの回路図、
第９図は第４図に示すフィルタの振幅特性、第１０図は
第８図に示すフィルタの振幅特性、第１１図は第８図に
示すフィルタの各係数語長に対する振幅特性、第１２図
は従来の２次縦続形ディノタルフィルタの回路図、第１
３図は第１２図に示すフィルタの各係数語長に対する振
幅特性、第１４図は第４図に示すフィルタおよび第１２
図に示すフィルタの各内部演算語長に対するケ゛インの
相対誤差である３Ｉ・・・遅延素子、２・・・加算器、
３・・・乗算器、Ｃ１〜Ｃ４・・・コンデンサ、Ｌｌ、
Ｌ２・・・インダクタ、Ｒｏ・・・抵抗。 特許出願人 沖電気工業株式会社 尾１図 う：腐箪器 親２回 算７３図 基４図 Ｌ５−０．２０２ＱＯ２５３（ｒＩＨ）芥、５図 ネｅ、乙図 Ｆｏ Ｌ＋ Ｌ３Ｌｓ Ｌ、＝０．１５０５ｉう’／１３６ （ｎＨ）
Ｃｔ＝ θ、１２θｑ４０３ε ＣｍＦ）Ｌ２＝
θ、ｔＯｌｄ２２６Ｑ（ｎＨ） Ｃｚ＝０．ｔ７０
／８４０４ＣｍＦ）１３＝０．２６（？ｓδＱＱＯ（ｎ
Ｈ）Ｌ ４＝ θ１０３５２０：３０９５ ＣｎＨ）
メ？０ ＝ １，０ （ｒｎ Δ１）ｔ５
ミθ／Ｑ６／８２Ｑ７ （ｎＨ）第７図 埠、？Ｖｉ１２Ｉ 尾１０図 角ｒｆｌ逍歓（ｒａｄ） ＃１１図 肯ｌ訂盟牧（ヒＣＬｄ） 秦Ｉ２図 Ａｏ＝α００１１３３θ５ｊ７ Ｂ（２
，１）Ｗ−Ｊ、４ｄ６００”ＴＱＢ（２，２）−１０，
４７／６０Ｑｄ１３Ｂ（Ｂ Ｉ ） Ｗ −０，７０１
３４５０６地１３図 肯囚凌散（魔ｄ） 幕１４可 手続補正書（自制 ６０．１１． ７ 昭和 年 月 日
Claims (1)
- ｓ−ｚ変換によりｚ平面に写像されたアナログフィルタ
の閉路方程式を実現する遅延する手段、加算する手段、
および乗算する手段の組合せからなるディジタルフィル
タにおいて、前記閉路方程式を閉路電流を与える遅延を
有した方程式で与えられることを特徴とするディジタル
フィルタ。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18376984A JPS6162226A (ja) | 1984-09-04 | 1984-09-04 | デイジタルフイルタ |
| EP19850904294 EP0194318A4 (en) | 1984-09-04 | 1985-09-02 | PRODUCTION OF A DIGITAL FILTER. |
| PCT/JP1985/000489 WO1986001656A1 (en) | 1984-09-04 | 1985-09-02 | Method of constituting a digital filter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18376984A JPS6162226A (ja) | 1984-09-04 | 1984-09-04 | デイジタルフイルタ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6162226A true JPS6162226A (ja) | 1986-03-31 |
Family
ID=16141639
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18376984A Pending JPS6162226A (ja) | 1984-09-04 | 1984-09-04 | デイジタルフイルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6162226A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61232714A (ja) * | 1985-04-08 | 1986-10-17 | Sony Corp | ｎ次フイルタの構成方法 |
| US5282361A (en) * | 1991-05-27 | 1994-02-01 | Sung Lee D | Device for facilitating exhaust action of an internal combustion engine |
-
1984
- 1984-09-04 JP JP18376984A patent/JPS6162226A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61232714A (ja) * | 1985-04-08 | 1986-10-17 | Sony Corp | ｎ次フイルタの構成方法 |
| US5282361A (en) * | 1991-05-27 | 1994-02-01 | Sung Lee D | Device for facilitating exhaust action of an internal combustion engine |
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