DE3904648A1 - Verfahren und anordnung zur unterdrueckung von unerwuenschten spektren bei einer digitalen dynamikexpansion - Google Patents
Verfahren und anordnung zur unterdrueckung von unerwuenschten spektren bei einer digitalen dynamikexpansionInfo
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- H04B1/64—Volume compression or expansion arrangements
Description
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine
Anordnung zur Unterdrückung bzw. Abschwächung von
unerwünschten Spektren bei einer Dynamikexpansion von
digitalisierten komprimierten Signalen.
In der älteren deutschen Patentanmeldung P 38 15 079 ist
ein digitaler Dynamikexpander beschrieben. Und zwar soll
dieser Dynamikexpander dazu verwendet werden, auf einem
Speichermedium aufgezeichnete komprimierte Analogsignale
nach einer Analog-Digital-Umsetzung zu expandieren.
Voraussetzung für dieses Verfahren ist ein digitaler
Expander, der diejenige Kompressorfunktion, die bei der
vorangegangenen analogen Komprimierung benutzt worden ist,
sowohl statisch als auch dynamisch einwandfrei wieder
rückgängig macht, der also einen geeigneten analogen
Expander in Digitaltechnik nachbildet.
Ein Expander kann ein Originalsignal, so wie es vor der
Kompression beschaffen war, nur bis auf gewisse Restfehler
restaurieren. Am Ausgang eines analogen Expanders äußern
sich solche Fälle durch das Auftreten vornehmlich
ungeradzahliger harmonischer Spektralanteile, die aber z. B.
bei Tonsignalen vom Ohr nicht als sehr störend empfunden
werden. Es ändert sich durch diese harmonische Spektren nur
geringfügig die Klangfarbe der Tonsignale. Dagegen
entstehen bei einer digitalen Expansion nichtharmonische
Spektren, die sehr störend sein können.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein
Verfahren und eine Anordnung zur digitalen Dynamikexpansion
anzugeben, wobei unerwünschte Spektren unterdrücken bzw.
abgeschwächt werden.
Diese Aufgabe wird durch die Merkmale der Ansprüche 1 und 2
gelöst. Zweckmäßige Ausführungen der Erfindung gehen aus den
Unteransprüchen hervor.
Anhand mehrerer in der Zeichnung dargestellter
Ausführungsbeispiele wird nun die Erfindung näher
erläutert.
Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild eines digitalen
Dynamikexpanders,
Fig. 2 ein Spektraldiagramm,
Fig. 3, 4, 5 verschiedene Varianten für die Veränderungen
der Abtastfrequenz in einem Dynamikexpander
und
Fig. 6 einen Expander-Meßpfad mit Mitteln zur
Veränderung der Abtastfrequenz.
Das in Fig. 1 wiedergegebene Blockschaltbild bezieht sich
auf einen nach der Erfindung ausgeführten digitalen
Dynamikexpander. Von einer Eingangsklemme Eo zweigen
Zweige 1, . . . , l, l + 1, . . . , L ab, deren Eingänge mit
E 1, . . . , El, El + 1, . . . , EL bezeichnet sind. Die Zweige, von
denen nur der Zwweig l im Detail dargestellt ist, weisen alle
die prinzipiell gleiche Struktur auf, unterscheiden sich
aber im allgemeinen durch verschiedene Parameter, die vor
allem das jeweilige dynamische Verhalten bestimmen. Außerdem
sind die an den Eingängen vorgesehene Filter FS,
FM zur Aufteilung von Teilfrequenzbändern auf die
unterschiedlichen Zweige unterschiedlich.
Das Filter FS und/oder FM kann aus kaskadierten oder
parallelgeschalteten Teilfiltern bestehen. Es kann als
digitales Rekursiv-Filter in kanonischer Struktur
(vgl. Göckler, H: Einstellbare Digitalfilter für die
Tontechnik, ntz Archiv, Band 7 [1985], Heft 3, S. 47-57,
Bild 2) oder in Zustandsraumstruktur (vgl. deutsche
Patentanmeldungen 35 22 411, 35 22 412, 35 22 413 und
34 39 977) ausgeführt sein.
Jeder Zweig teilt sich an einem Abzweig Ab auf in einen
Signalpfad S und einen Meßpfad M. Im Signalpfad S wird
zunächst mit dem Filter FS die Zweigsignaltrennung
vorgenommen. Mit einem als Stellglied arbeitenden
Signalpfadmultiplizierer SM wird das zu expandierende Signal
bewertet (verstärkt, abgeschwächt etc.) und zwar mit Hilfe
der Stellgröße SG, die hier in den zweiten Eingang des
Signalpfadmultiplizierers SM aus dem Meßpfad M mündet und
letztlich aus dem Signal vom Eingang El abgeleitet ist. Eine
weitere Multiplikation mit einer Konstanten ks in einem
Abgleichmultiplizierer Ms dient Abgleichzwecken.
Schließlich werden alle Zweigsignale, also alle Signale an
den Expanderausgängen A 1, . . . , Al, Al + 1, . . . , Al mittels
eines digitalen Addierers Ad aufsummiert zur Bildung des
digital expandierten Gesamtsignales A am Ausgang Ao.
Im Meßpfad M erfolgt hinter dem Abzweig Ab eine weitere
Bandbegrenzung im Filter FM. Dessen Ausgangssignal speist
einen der Eingänge eines Meßpfadmultiplizierers MM, der in
einem Regelkreis R liegt. Zu Abgleichzwecken wird das
Ausgangssignal des Meßpfadmultiplizierers MM mit einer
Konstanten km in einem Abgleichmultiplizierer Mm bewertet.
Es folgt eine Betragsbildungsoperation (Unterdrückung des
Vorzeichens) in einem Betragsbilder B, danach in einem
Addierer A 1 die Addition einer Korrekturkonstanten und
weiterhin ist innerhalb des Regelkreises R ein
Amplitudenbegrenzer SL vorgesehen, dem ein Logarithmierer
LM folgt. Durch den Übergang von der linearen in die
logarithmische Wertedarstellung (lin/log) wird erreicht, daß
die Expanderkennlinie im logarithmischen Bereich linear ist.
Die erste Operation im logarithmischen Wertebereich ist eine
pegelabhängige Verstärkung in einem nichtlinearen
Übertragungsglied NLV. Danach folgt ein Addierer A 2 zur
Addition einer Größe Io und schließlich ein Integrierer, der
in einer Integrierer-Regelstrecke einen
Amplitudenbegrenzer Sz und in einer Rückführung Rf zu einem
Addierer A 3 ein Verzögerungsglied T′ aufweist. In einem zum
Meßpfadknoten MM zurückgeführten Rückkopplungszweig des
Regelkreises R wird das Ausgangssignal des Integrierers mit
-a bewertet oder gewichtet. Als Gewichtungsmittel M 1 dient
wieder ein Multiplizierer. Diesem folgt ein
Delogarithmierer DG, durch welchen die Signale wieder in
den linearen Wertebereich zurücktransformiert werden
(log/lin-Wandlung), also entsprechend der inversen
Operation zur linear/logarithmischen Wandlung in dem
Logarithmierer LM. Die Ausgangssignale des
Delogarithmierers DG dienen innerhalb des Regelkreises R im
Meßpfad als Stellgröße, werden also dem
Meßpfadmultiplizierer MM zugeführt.
Aus dem Ausgangssignal des Integrierers und damit des
Regelkreises R wird außerdem die Stellgröße SG für den
Signalpfad S abgeleitet durch Bewertung mit a · (n - m )/m
in einem Gewichtungsmittel M 2 mit nachfolgender
Delogarithmierung in einem Delogarithmierer D 2, der
demjenigen in den Rückkopplungszweiges des Regelkreises R
im Meßpfad M entspricht. Die Parameter n und m bestimmen
das statische Verhalten, also die Steilheit n/m der
Verstärkungskennlinie des digitalen Expanders. Mit der Wahl
des Parameters a kann das dynamische Verhalten des
digitalen Expanders festgelegt werden.
Die Anordnung arbeitet so, daß bei konstantem
Eingangspegel am Eingang El am Ausgang des Regelkreises R
ein von Abtastwert zu Abtastwert konstant bleibendes Signal
entsteht, also auch die Stellgröße SG konstant bleibt.
Allerdings sind diese Signale pegelabhängig, so daß durch
den Signalpfadmultiplizierer SM größere Signalpegel im
Signalpfad S stärker angehoben werden als kleinere
Signalpegel (oder kleinere Signalpegel stärker abgesenkt
werden als größere), was ja der Sinn eines Expanders ist.
Bei Pegelaufwärts- oder -abwärtssprüngen am Eingang El
müssen sich am Ausgang der Regelstrecke R bestimmte
Übergangsverhaltensweisen zeigen, damit in dem
Signalpfadknoten, der durch den Signalpfadmultiplizierer SM
gebildet ist, wieder das gewünschte ursprüngliche Signal
entsteht, wie es vor der Kompression vorhanden war. Dabei
muß berücksichtigt werden, welches Übergangsverhalten der
Kompressor hatte, der das Eingangssignal erzeugt hat, das
nun analog/digital-gewandelt am Eingang Eo vorliegt. Dieses
Übergangsverhalten des Kompressors ist in der Regel
unterschiedlich, abhängig davon, ob es sich um einen
Aufwärts- oder Abwärts-Pegelsprung handelt. Bei
Aufwärtssprüngen ist die Übergangszeit sehr kurz
(Millisekundenbereich) und beim Abwärtssprung relativ lang
(Sekundenbereich). Damit der in Fig. 1 gezeigte Expander
ein dynamisches Verhalten zeigt, das an das Verhalten des
zugehörigen Kompressors angepaßt ist, ist in der
Regelstrecke unter anderem das nichtlineare
Übertragungsglied NLV vorgesehen, das eine pegelabhängige
Verstärkung im logarithmischen Wertebereich bewirkt. Diese
bestimmt zusammen mit dem nachgeschalteten Integrierer das
dynamische Verhalten des Expanders bei Aufwärtssprüngen des
Pegels. Für das dynamische Verhalten bei Abwärtssprüngen,
also für das sogenannte Ausschwingen sorgt vornehmlich die
Konstante Io, die mit dem Addierer A 2 zugeführt wird.
Vorangehend ist exemplarisch ein Ausführungsbeispiel für
einen digitalen Dynamikexpander, wie er z. B. der deutschen
Patentanmeldung P 38 15 079 zugrundeliegt, beschrieben
worden. Die nachfolgend ausgeführten Maßnahmen zur
Unterdrückung bzw. Abschwächung von störenden Spektren
lassen sich auf diesen beschriebenen Dynamikexpanders aber
auch auf jede ihm gegenüber abgewandelte Ausführungsform
anwenden.
Bei der Signalverarbeitung in einem digitalen
Dynamikexpander werden auch nichtlineare Operationen
durchgeführt, wie im beschriebenen Ausführungsbeispiel gemäß
Fig. 1 die Betragbildung B und die nichtlineare Verstärkung
NLV. Solche nichtlineare Operationen sind die Ursache für
die Entstehung von Oberschwingungen, welche in einem
nichtharmonischen Verhältnis zum Nutzsignalspektrum stehen
und daher störend wirken. Welche Störspektren durch den
digitalen Dynamikexpander entstehen, soll anhand des
Spektrumdiagramms S in Fig. 2 dargelegt werden. Hier ist
mit f A die Abtastfrequenz gemeint, mit der die Signale nach
der digitalen Dynamikexpansion üblicherweise
weiterverarbeitet werden. Diese Abtastfrequenz f A soll
nachfolgend als Normalabtastfrequenz bezeichnet werden. Das
Nutzspektrum, d. h. das Spektrum des zu expandierenden
Signals, ist mit f 1 bezeichnet. Liegt beispielsweise ein
Signal mit der Frequenz f 1 am Eingang El des
Dynamikexpander an, so entstehen aus dieser Frequenz f 1 im
Meßpfad M hauptsächlich durch die Betragsbildung B die
harmonischen Frequenzen 2kf 1 (k = 1, 2, . . . ). Diese im
Ausgangssignal SG des Meßpfades M enthaltenen Spektren werden
in dem Multiplizierer SM des Signalpfadknotens mit dem noch
ungestörten Eingangssignal der Frequenz f 1
gemischt. Dadurch entstehen die Spektren
f k = 2kf 1 + f 1 = (2k + 1)f 1.
Im Falle einer analogen
Dynamikexpansion stören diese Spektren nur wenig, da sie
grundsätzlich zum Nutzspektrum f 1 harmonisch liegen. Steht
aber bei einer digitalen Dynamikexpansion die
Abtastfrequenz innerhalb des Expanders in einem
nichtharmonischen Verhältnis zu der Frequenz f 1, so ergeben
sich nichtharmonische Spiegelfrequenzen
(f A - 3 f 1, 2 f A - 5 f 1, . . .)
aufgrund der periodischen
Natur der Spektren abgetasteter Signale. D. h. die
vornehmlich ungeradzahligen Harmonischen (2k + 1)f 1 der
Eingangssignalfrequenz f 1 spiegeln sich an der (halben und
ganzen) Abtastfrequenz bzw. Vielfachen davon. Durch die
Spiegelungen werden gerade die oberhalb der halben
Abtastfrequenz liegenden harmonischen Sprektren (2k + 1)f 1 zu
nichtharmonischen Spektren umgeformt. Es soll nun eine
Maßnahme ergriffen werden, welche zu einer Unterdrückung
bzw. möglichst starken Abschwächung dieser störenden
nichtharmonischen Spektren führen. Gemäß der Erfindung
besteht eine solche Maßnahme darin für die digitale
Dynamikexpansion eine Abtastfrequenz f A′ zu verwenden, die
höher ist als die Normal-Abtastfrequenz f A.
Für die Festlegung des Verhältnisses f A′/f A sind folgende
Gesichtspunkte ausschlaggebend:
- 1. Aus realisierungspraktischen Gründen wird f A′/f A im allgemeinen (aber nicht notwendig) eine ganze Zahl < 1 sein.
- 2. f A′/f A ist so groß zu wählen, daß die an ganzzahligen Vielfachen der halben (f A′/2) und der ganzen (f A′) Abtastfrequenz gespiegelten nichtharmonischen Störspektren so kleine Amplitudenwerte aufweisen, daß ihre Störung noch tolerierbar oder vernachlässigbar ist. Die Voraussetzung dafür, daß die Amplituden der harmonischen Oberschwingungen mit der Ordnungszahl im allgemeinen abnehmen, ist gegeben.
Gemäß dem in Fig. 3 dargestellten Blockschaltbild wird
ein zunächst noch analoges komprimiertes Signal von einem
Analog-Digital-Umsetzer A/D mit einer Abtastfrequenz f A′,
die höher ist als die Normalabtastfrequenz f A, in ein
digitales Signal umgewandelt und dieses mit der erhöhten
Abtastfrequenz f A′ digital expandiert. Als digitaler
Dynamikexpander EXP kommt hierfür z. B. eine in Fig. 1
gezeigte Schaltungsanordnung in Frage. Am Ausgang Ao des
Dynamikexpanders EXP wird das die erhöhte
Abtastfrequenz f A′ aufweisende expandierte Signal einem
Dezimationsfilter DF zugeführt. Dieses Dezimationsfilter
DF bewirkt eine Herabsetzung der Abtastfrequenz f A′ auf
die Normalabtastfrequenz f A′ mit der die nachfolgende
digitale Signalverarbeitung erfolgt.
Wie die Fig. 4 zeigt, kann das komprimierte
Analog-Signal in dem Analog-Digital-Umsetzer A/D auch mit
einer Abtastfrequenz f A′′, die geringer, größer oder
gleich der Normalabtastfrequenz f A ist, umgesetzt werden.
Ein anschließendes Interpolationsfilter IF erhöht die
Abtastfrequenz f A′′ auf f A′, mit der dann die Expansion
des Signals im digitalen Dynamikexpander EXP durchgeführt
wird. Das Ausgangssignal des Expanders EXP wird in seiner
Abtastfrequenz in einem bereits erwähnten
Dezimationsfilter DF von f A′ auf f A herabgesetzt.
Interpolationsfilter und Dezimationsfilter sind im
R. E. Crochiere, L. R. Rabiner: Multirate
Digital signal processing. Prentice Hall Inc. Englewood
Cliffs, N. J., 1983 beschrieben.
Es ist vorteilhaft, bei einem in Fig. 1 dargestellten
digitalen Dynamikexpander, die Erhöhung der Abtastfrequenz
von f A′′ auf f A′ (f A′ < f A) erst nach dem
Eingangsfilter FS vorzunehmen. Denn eine niedrige
Abtastfrequenz des vom Filter zu verarbeitenden Signals
verlangt einen geringeren Filteraufwand. Deshalb ist das
Interpolationsfilter IF, wie die Fig. 5 zeigt, dem
Eingangsfilter FS nachgeschaltet. Die Herabsetzung der
Abtastfrequenz des Expanderausgangssignals von f A′ auf f A in
einem Dezimationsfilter DF erfolgt zweckmäßig am Ausgang des
Addierers Ad, welcher die Teilfrequenzbändern
zugeordneten Ausgangssignale mehrerer parallel geschalteter
Expandereinheiten addiert. Somit erspart man den Einsatz von
je einem Dezimationsfilter am Ausgang A 1,
Al, Al + 1 . . . Al einer jeden einzelnen Expandereinheit.
Eine weitere Verbesserung hinsichtlich einer Unterdrückung
von Störspektren läßt sich dadurch erzielen, daß speziell
für den Regelkreis R im Meßpfad M die Abtastfrequenz
gegenüber der Abtastfrequenz f A′ im Signalpfad S auf
f A′′′ < f A′ erhöht wird. Wie die Fig. 6 zeigt, ist zu diesem
Zweck dem Filter FM im Meßpfad M ein
Interpolationsfilter IF 1 nachgeschaltet, welches die
Abtastfrequenz f A′ auf f A′′′ heraufsetzt. Nach dem
Regelkreis R erfolgt durch ein Dezimationsfilter DF 1 wieder
eine Verminderung der hohen Abtastfrequenz f A′′′ auf die
sonst im Expander verwendete niedrigere Abtastfrequenz f A′.
Claims (7)
1. Verfahren zur Unterdrückung bzw. Abschwächung von
unerwünschten Spektren bei einer Dynamikexpansion von
digitalisierten komprimierten Signalen, dadurch
gekennzeichnet, daß bei der digitalen Dynamikexpansion eine
höhere Abtastfrequenz verwendet wird als bei der
anschließenden digitalen Weiterverarbeitung der
expandierten Signale.
2. Anordnung zur Unterdrückung bzw. Abschwächung von
unerwünschten Spektren in einem digitalen Dynamikexpander
(EXP), dadurch gekennzeichnet, daß erste Mittel (IF)
vorhanden sind, welche die Abtastfrequenz der zu
expandierenden Signale gegenüber der
Normalabtastfrequenz (f A), mit der die Signale nach der
Expansion weiterverarbeitet werden, erhöhen und daß zweite
Mittel (DF) vorhanden sind, welche nach der Expansion die
Abtastfrequenz (f A′) auf die Normalabtastfrequenz (f A)
herabsetzen.
3. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß
der digitale Dynamikexpander (EXP) einen Signalpfad (S) und
einen Meßpfad (M) besitzt, daß der Meßpfad (M), der vom
Signalpfad (S) abzwweigt, einen Regelkreis (R) aufweist,
dessen Ausgang in einem im Signalpfad (S) vorhandenen
Signalpfadknoten (SM) mündet, daß am Eingang des
Signalpfads (S) vor der Abzweigung (Ab) des Meßpfades (M)
ein Filter (FS) vorhanden ist, dessen Durchlaßbereich auf
das Frequenzband abgestimmt ist, in dem eine
Dynamikexpansion erfolgen soll, und daß zwischen das
Filter (FS) und die Abzweigung (Ab) Mittel (IF) zur
Erhöhung der Abtastfrequenz eingesetzt sind.
4. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß
die dem Filter (FS) zugeführten Signale eine im Vergleich
zur Normalabtastfrequenz (f A) gleich große oder niedrigere
oder höhere Abtastfrequenz (f A′′) aufweisen.
5. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß im
Meßpfad (M) die Abtastfrequenz (f A′′′) der dem
Regelkreis (R) zugeführten Signale gegenüber der im
Signalpfad (S) verwendeten Abtastfrequenz (f A′) erhöht ist
und daß am Ausgang des in dem Signalpfadknoten (SM)
mündenden Meßpfades (M) eine Herabsetzung der
Abtastfrequenz (f A′′′) auf die Abtastfrequenz (f A′) im
Signalpfad (S) erfolgt.
6. Anordnung nach einem der Ansprüche 2-5, dadurch
gekennzeichnet, daß die Herabsetzung der Abtastfrequenz von
einem Dezimationsfilter (DF, DF 1) eingeführt wird.
7. Anordnung nach einem der Ansprüche 2-5, dadurch
gekennzeichnet, daß die Erhöhung der Abtastfrequenz von
einem Interpolationsfilter (IF, IF 1) ausgeführt wird.
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