JPS61258673A - 両方向電力変換器の循環電流制御方法 - Google Patents
両方向電力変換器の循環電流制御方法Info
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- JPS61258673A JPS61258673A JP9851285A JP9851285A JPS61258673A JP S61258673 A JPS61258673 A JP S61258673A JP 9851285 A JP9851285 A JP 9851285A JP 9851285 A JP9851285 A JP 9851285A JP S61258673 A JPS61258673 A JP S61258673A
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
- H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
- H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M5/25—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/27—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means for conversion of frequency
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、電動機等の負荷に対する可変電圧可変周波
数電源として好適なサイクロコンバータの如き両方向電
力変換器の循環電流制御方法に関する。
数電源として好適なサイクロコンバータの如き両方向電
力変換器の循環電流制御方法に関する。
第３図は、例えば、特開昭５６−３１３７０号公報に示
された従来のサイクロコンバータのブロック図である。
された従来のサイクロコンバータのブロック図である。
同図において、ｃｃは循環電流式のサイクロコンバータ
、５ｓ−ｐ及び５Ｓ−Ｎはサイクロコンバータｃｃのそ
れぞれ正群コンバータ及び負群コンバータ、ＬＯＩ及び
ＬＯ２は中間タラ。
、５ｓ−ｐ及び５Ｓ−Ｎはサイクロコンバータｃｃのそ
れぞれ正群コンバータ及び負群コンバータ、ＬＯＩ及び
ＬＯ２は中間タラ。
プ付直流リアクトル、ＬＯＡＤは負荷である。
ＣＴこは負荷電流検出器、ｃＴｐは正群コンバータ５ｓ
−ｐの出力電流検出器、ＣＴＮは負群コンバータ５Ｓ−
Ｎの出力電流検出器、ＰＨ−Ｐ及びＰＨ−Ｎはそれぞれ
正群コンバータ５ｓ−ｐ及び負群コンバータ５Ｓ−Ｎの
位相制御器、Ａ１−Ａ４は加算器、ＣＩは比較器、Ｋ１
は演算増幅器、ＡＢＳは絶対値回路である。
−ｐの出力電流検出器、ＣＴＮは負群コンバータ５Ｓ−
Ｎの出力電流検出器、ＰＨ−Ｐ及びＰＨ−Ｎはそれぞれ
正群コンバータ５ｓ−ｐ及び負群コンバータ５Ｓ−Ｎの
位相制御器、Ａ１−Ａ４は加算器、ＣＩは比較器、Ｋ１
は演算増幅器、ＡＢＳは絶対値回路である。
次に、まず、負荷電圧の制御動作について説明する。電
圧基準Ｅｒｅｆが位相制御器ＰＨ−Ｐ及び位相制御器Ｐ
Ｈ−Ｎに入力されると、位相制御器ＰＨ−Ｐ及びＰＨ−
Ｎのそれぞれの出力αｐ１αＮはゲートパルスとして正
群コンバータ５Ｓ−Ｐ及び負群コンバータ５Ｓ−Ｎにそ
れぞれ与えられる。ここで、位相制御器ＰＨ−Ｐ及びＰ
Ｈ−Ｎはα＝ｃｏｓ−１εの伝達特性を有し、また、位
相制御器ＰＨ−Ｎへは電圧基準Ｅｒｅｆが符号反転され
て与えられる。従って、位相制御器ＰＨ−Ｐ、ＰＨ−Ｎ
の入力信号ｅｐ、ｔＮは、ｔｐ＝Ｅｒｅｆ１εＮ＝−Ｅ
ｒｅｆとなる。正群コンバータ５Ｓ−Ｐ、負群コンバー
タ５Ｓ−Ｎの出力電圧Ｅｐ。
圧基準Ｅｒｅｆが位相制御器ＰＨ−Ｐ及び位相制御器Ｐ
Ｈ−Ｎに入力されると、位相制御器ＰＨ−Ｐ及びＰＨ−
Ｎのそれぞれの出力αｐ１αＮはゲートパルスとして正
群コンバータ５Ｓ−Ｐ及び負群コンバータ５Ｓ−Ｎにそ
れぞれ与えられる。ここで、位相制御器ＰＨ−Ｐ及びＰ
Ｈ−Ｎはα＝ｃｏｓ−１εの伝達特性を有し、また、位
相制御器ＰＨ−Ｎへは電圧基準Ｅｒｅｆが符号反転され
て与えられる。従って、位相制御器ＰＨ−Ｐ、ＰＨ−Ｎ
の入力信号ｅｐ、ｔＮは、ｔｐ＝Ｅｒｅｆ１εＮ＝−Ｅ
ｒｅｆとなる。正群コンバータ５Ｓ−Ｐ、負群コンバー
タ５Ｓ−Ｎの出力電圧Ｅｐ。
ＥＶは、Ｅｐ＝ｋｏ−ｃｏｓｃｘｐＳＥＨ＝ｋ。
・ＣＯ３αＮで表わされ、位相制御器ＰＨ−Ｐ。
ＰＨ−Ｎの上記伝達関数を考慮すると、Ｅｐ＝ ｋｏ
・ ｔｐ＝ｋｏ−ＥｒｅｆＥ Ｈ＝ｋ ｏ −
ｇｗ ＝−ｋ ｏ ・Ｅｒｅｆとなり線形化される
。ここで、ｋＯはコンバータの伝達関数であり、例えば
、３相ブリツジコンバータではｋｏ＝１．３５Ｖｅ （
Ｖｅ：交流電源ＡＣの電圧実効値）となる。従って、電
圧基準Ｅ ｒｅｆを正弦波状に変化させると、各コンバ
ータ５Ｓ−ＰＳＳＳ−Ｎの出力電圧ＥｐＳＥＮは正弦波
状に変化し、負荷電圧ＥＬは（Ｅｐ−ＥＮ）／２で表わ
されるため、ｐ！、 Ｌ＝Ｋｏ −Ｅｒｅｆとなって正
弦波状に変化し、負荷電流Ｉｔも正弦波状に変化する。
・ ｔｐ＝ｋｏ−ＥｒｅｆＥ Ｈ＝ｋ ｏ −
ｇｗ ＝−ｋ ｏ ・Ｅｒｅｆとなり線形化される
。ここで、ｋＯはコンバータの伝達関数であり、例えば
、３相ブリツジコンバータではｋｏ＝１．３５Ｖｅ （
Ｖｅ：交流電源ＡＣの電圧実効値）となる。従って、電
圧基準Ｅ ｒｅｆを正弦波状に変化させると、各コンバ
ータ５Ｓ−ＰＳＳＳ−Ｎの出力電圧ＥｐＳＥＮは正弦波
状に変化し、負荷電圧ＥＬは（Ｅｐ−ＥＮ）／２で表わ
されるため、ｐ！、 Ｌ＝Ｋｏ −Ｅｒｅｆとなって正
弦波状に変化し、負荷電流Ｉｔも正弦波状に変化する。
次に、循環電流■０の制御動作について説明する。循環
電流ｉｏは正群コンバータ５ｓ−ｐと負群コンバータ５
Ｓ−Ｎ間を直流リアクトルＬＯＩ、ＬＯ２を介して流れ
る電流であり、正群コンバータ５ｓ−ｐ、負群コンバー
タ５Ｓ−Ｎの出力電流をそれぞれＩｐＳ ＩＮとすると
、いずれか小なる電流値が循環電流値となる。上記従来
例では、ｉｏ＝ （Ｉｐ＋ＩＮ−Ｉ Ｉ ｃｌ）／２・
・・・（１）に従い循環電流１ｏを求めている。なお、
負荷電流ＩＬ＝Ｉｐ−ＩＮとなる。出力電流１ｐ、１１
．＆はそれぞれ出力電流検出器ＣＴｐ、ＣＴＮで検出さ
れて加算器Ａ１で加算される。ＩＬは負荷電流検出器Ｃ
ＴＬで検出されて絶対値回路ＡＢＳにより絶対値信号＋
１Ｌｌに変゛換され、更に、符号変換されて加算器Ａ２
で加算器Ａ１の出力と加算される。この加算器Ａ２の出
力をｌ／２して上記（１）式の循環電流１ｏを得る。こ
の循環電流■０は比較器Ｃ１で循環電流基準１ｏｒｅｆ
と比較され、その誤差信号εＣが演算増幅器に１で増幅
される。
電流ｉｏは正群コンバータ５ｓ−ｐと負群コンバータ５
Ｓ−Ｎ間を直流リアクトルＬＯＩ、ＬＯ２を介して流れ
る電流であり、正群コンバータ５ｓ−ｐ、負群コンバー
タ５Ｓ−Ｎの出力電流をそれぞれＩｐＳ ＩＮとすると
、いずれか小なる電流値が循環電流値となる。上記従来
例では、ｉｏ＝ （Ｉｐ＋ＩＮ−Ｉ Ｉ ｃｌ）／２・
・・・（１）に従い循環電流１ｏを求めている。なお、
負荷電流ＩＬ＝Ｉｐ−ＩＮとなる。出力電流１ｐ、１１
．＆はそれぞれ出力電流検出器ＣＴｐ、ＣＴＮで検出さ
れて加算器Ａ１で加算される。ＩＬは負荷電流検出器Ｃ
ＴＬで検出されて絶対値回路ＡＢＳにより絶対値信号＋
１Ｌｌに変゛換され、更に、符号変換されて加算器Ａ２
で加算器Ａ１の出力と加算される。この加算器Ａ２の出
力をｌ／２して上記（１）式の循環電流１ｏを得る。こ
の循環電流■０は比較器Ｃ１で循環電流基準１ｏｒｅｆ
と比較され、その誤差信号εＣが演算増幅器に１で増幅
される。
この演算増幅器に１の出力に−よ加算器Ａ３、Ａ４に入
力され、その結果、位相制御器Ｐ）Ｉ−Ｐ、ＰＨ−Ｎの
入力信号εｐ、ε８は補正されて、εｐ＝Ｅｒｅｆ ＋
ｋ １ 串ｇ ｃ 、εＮ ＝−Ｅｒｅｆ ＋ｋ ｌ・ｔ ｃとなる。この
ため、出力電圧Ｅｌ）、ＥＮは、Ｅｐ＝ｋｏ （Ｅｒｅ
ｆ ＋ｋ ＋ ・εＣ）ＥＷ＝ｋｏ （−Ｅｒｅｆ ＋
ｋ ｌ ・ｔ ｃ）となって、直流リアクトルに印加さ
れる電圧はＥｐ＋ＥＮ＝２ｋｏ−に、 ・ ｔｃとな
り、循環電流の誤差信号εＣにより制御され、循環電流
■０が制御される。
力され、その結果、位相制御器Ｐ）Ｉ−Ｐ、ＰＨ−Ｎの
入力信号εｐ、ε８は補正されて、εｐ＝Ｅｒｅｆ ＋
ｋ １ 串ｇ ｃ 、εＮ ＝−Ｅｒｅｆ ＋ｋ ｌ・ｔ ｃとなる。この
ため、出力電圧Ｅｌ）、ＥＮは、Ｅｐ＝ｋｏ （Ｅｒｅ
ｆ ＋ｋ ＋ ・εＣ）ＥＷ＝ｋｏ （−Ｅｒｅｆ ＋
ｋ ｌ ・ｔ ｃ）となって、直流リアクトルに印加さ
れる電圧はＥｐ＋ＥＮ＝２ｋｏ−に、 ・ ｔｃとな
り、循環電流の誤差信号εＣにより制御され、循環電流
■０が制御される。
一方、負荷電圧Ｅｔは
ＥＬ＝ （Ｅｌ） ＥＮ）／２＝ｋｏ−Ｅｒｅｆで
あり、循環電流の制御系による影響は受けない。
あり、循環電流の制御系による影響は受けない。
しかし、これは負荷電流ＩＬの大きさ及び周波数が小さ
くて直流リアクトルＬＯＩ、ＬＯ２の負荷電流ＩＬによ
る電圧降下が無視できる場合について成立することであ
る。
くて直流リアクトルＬＯＩ、ＬＯ２の負荷電流ＩＬによ
る電圧降下が無視できる場合について成立することであ
る。
第４図はこの循環電流制御を行った場合の各部の電流波
形を示したもので、正群及び負群コンバータのそれぞれ
の出力電流１ｐ及び１）Ｊは負荷電流１ｃの半波成分に
循環電流１ｏが重畳された波形となる。
形を示したもので、正群及び負群コンバータのそれぞれ
の出力電流１ｐ及び１）Ｊは負荷電流１ｃの半波成分に
循環電流１ｏが重畳された波形となる。
この従来の循環電流制御では、負荷電流１ｃが大きくな
った場合や周波数が増加した場合には、直流リアクトル
ＬＯＩ、ＬＯ２の電圧降下が大きくなり、第４図に破線
で示すように、循環電流１ｏが変動して上記した循環電
流制御系だけでは一定に制御できなくなり、負荷電圧Ｅ
ムに変動が生じたり、また、循環電流Ｉｏの変動が過大
になると、正群コンバータ及び負群コンバータの電流も
増大するので、コンバータ容量が必要以上に大きくなる
等の問題があった。
った場合や周波数が増加した場合には、直流リアクトル
ＬＯＩ、ＬＯ２の電圧降下が大きくなり、第４図に破線
で示すように、循環電流１ｏが変動して上記した循環電
流制御系だけでは一定に制御できなくなり、負荷電圧Ｅ
ムに変動が生じたり、また、循環電流Ｉｏの変動が過大
になると、正群コンバータ及び負群コンバータの電流も
増大するので、コンバータ容量が必要以上に大きくなる
等の問題があった。
また、直流リアクトルとして磁気的結合を持たせた場合
に、負荷電流ＩＬと循環電流Ｉｏを非干渉化する方法が
電気学界論文誌５９−ＢＩＯに開示されているが、直流
リアクトルの相互インダクタンスのために、制御系が複
雑になり、マイクロコンピュータを用いて制御のデジタ
ル化を図ろうとしても、所要演算時間が大きくなるので
、実質上、デジタル化が困難になると云う問題があった
。
に、負荷電流ＩＬと循環電流Ｉｏを非干渉化する方法が
電気学界論文誌５９−ＢＩＯに開示されているが、直流
リアクトルの相互インダクタンスのために、制御系が複
雑になり、マイクロコンピュータを用いて制御のデジタ
ル化を図ろうとしても、所要演算時間が大きくなるので
、実質上、デジタル化が困難になると云う問題があった
。
この発明は上記問題を解消するためになされたもので、
コンバータ容量を低減することができるうえ、循環電流
制御のデジタル化が容易に可能で、従来に比して制御性
能を向上することができる両方向電力変換器の循環電流
制御方法を得ることを目的とする。
コンバータ容量を低減することができるうえ、循環電流
制御のデジタル化が容易に可能で、従来に比して制御性
能を向上することができる両方向電力変換器の循環電流
制御方法を得ることを目的とする。
この発明は上記目的を達成するため、直流リアクトルの
負荷電流による電圧降下分を検出する補償回路を設け、
負荷電流の極性に応じて選択されたコンバータの制御入
力を該補償回路の出力により補正する構成としたもので
ある。
負荷電流による電圧降下分を検出する補償回路を設け、
負荷電流の極性に応じて選択されたコンバータの制御入
力を該補償回路の出力により補正する構成としたもので
ある。
この発明では、直流リアクトルの負荷電流による電圧降
下分が補償されるので、循環電流は負荷電流の影響を受
けない。
下分が補償されるので、循環電流は負荷電流の影響を受
けない。
第１図はこの発明の一実施例を示すブロック図であって
、前記第３図の直流リアクトルＬＯＩに代えて、磁気的
に非結合な直流リアクトルＬＰＩとＬＮＩが用いられ、
直流リアクトルＬＯ２に代えて磁気的に非結合の直流リ
アクトルＬＰ２とＬＮ２が用いられているおり、直流リ
アクトルＬＰＩとＬＮＩの接続点と直流リアクトルＬＰ
２とＬＮ２の接続点間に負荷ＬＯＡＤが挿入されている
。１０は非干渉化器であって、補償回路１１、極性判別
回路１２及びスイッチＳｗｐとＳｗＮを具えるスイッチ
回路１３からなり、負荷電流検出器ＣＴ４の出力が導か
れ電圧補償信号を加算器Ａ３とＡ４に送出する。他の構
成は前記第３図のものと同じである。
、前記第３図の直流リアクトルＬＯＩに代えて、磁気的
に非結合な直流リアクトルＬＰＩとＬＮＩが用いられ、
直流リアクトルＬＯ２に代えて磁気的に非結合の直流リ
アクトルＬＰ２とＬＮ２が用いられているおり、直流リ
アクトルＬＰＩとＬＮＩの接続点と直流リアクトルＬＰ
２とＬＮ２の接続点間に負荷ＬＯＡＤが挿入されている
。１０は非干渉化器であって、補償回路１１、極性判別
回路１２及びスイッチＳｗｐとＳｗＮを具えるスイッチ
回路１３からなり、負荷電流検出器ＣＴ４の出力が導か
れ電圧補償信号を加算器Ａ３とＡ４に送出する。他の構
成は前記第３図のものと同じである。
以下に、この非干渉化器１０について説明する。
今、直流リアクトルＬＰＩ、ＬＰ２、ＬＮＩ、ＬＮ２の
インダクタンスを！、抵抗をｒとすると、直流リアクト
ルＬＰＩ、ＬＰ２の電圧降下は下記の如くなり、ＩＬ＞
Ｑの時、 （ｒ＋５ｊ２） （Ｉｏ＋Ｉ ｃ）■Ｌ
−≦−０の時 （ｒ＋ｓｊりＩ。
インダクタンスを！、抵抗をｒとすると、直流リアクト
ルＬＰＩ、ＬＰ２の電圧降下は下記の如くなり、ＩＬ＞
Ｑの時、 （ｒ＋５ｊ２） （Ｉｏ＋Ｉ ｃ）■Ｌ
−≦−０の時 （ｒ＋ｓｊりＩ。
直流リアクトルＬＮＩ、ＬＮ２の電圧降下は、ｌｔ−≧
−０の時、 （ｒ＋５ｆ）Ｉ。
−０の時、 （ｒ＋５ｆ）Ｉ。
■４−≦−０の時 （ｒ＋５Ｉｌ） （Ｉ ｏ＋Ｉ
Ｌ）となる。但し、Ｓは演算子である。
Ｌ）となる。但し、Ｓは演算子である。
即ち、負荷電流■４が正の時は正群コンバータ５ｓ−ｐ
の出力電流Ｉｐは（Ｉｏ＋ＩＬ）になり、負群コンバー
タ５Ｓ−Ｎの出力電流ＩＮはＩ。
の出力電流Ｉｐは（Ｉｏ＋ＩＬ）になり、負群コンバー
タ５Ｓ−Ｎの出力電流ＩＮはＩ。
になる。従って、電圧成分（ｒ＋５Ｊ）Ｉｏを循環電流
制御系の演算増幅器に１で制御し、電圧成分（ｒ＋ｓｊ
りＩＬを非干渉化器１０によって正群コンバータ５ｓ−
ｐの出力電圧Ｅｐに加えるように補償すれば、負荷電流
ＩＬと循環電流１ｏの干渉はなくなる。
制御系の演算増幅器に１で制御し、電圧成分（ｒ＋ｓｊ
りＩＬを非干渉化器１０によって正群コンバータ５ｓ−
ｐの出力電圧Ｅｐに加えるように補償すれば、負荷電流
ＩＬと循環電流１ｏの干渉はなくなる。
このため、補償回路１１には、（ｒ′＋ｓｊ！′）なる
伝達関数を持たせてあり、該補償回路１１は（ｒ’＋ｓ
β′）■心なる電圧補償信号を出力する。但し、ｒ′と
ｒ′は直流リアクトルの抵抗ｒとインダクタンスｌに比
例した定数である。
伝達関数を持たせてあり、該補償回路１１は（ｒ’＋ｓ
β′）■心なる電圧補償信号を出力する。但し、ｒ′と
ｒ′は直流リアクトルの抵抗ｒとインダクタンスｌに比
例した定数である。
この補償信号は負荷電流Ｉｔが正極性の場合にはスイッ
チＳｗｐを介して加算器Ａ３供給される。
チＳｗｐを介して加算器Ａ３供給される。
この時、正群コンバータ５ｓ−ｐの出力電圧Ｅｐは、
ｋｏ （Ｅｒｅｆ ＋ｔｃ−ｋ（＋ （ｒ”＋ｓｊ２′
）Ｉｃ）また、負群コンバータ５Ｓ−Ｎの出力電圧Ｅｌ
ｌはｋｏ（−Ｂｒｅｆ ＋εｃ、ｋｌ） となる。この結果、直流リアクトルＬＰＩ、 ＬＰ２に
ｋｏ・ｇｃ−ｋｔ＋ｋｏ−（ｒ’＋ｓｊ！”）ＩＬなる
電圧が印加され、他方、直流リアクトルＬＮＩ、ＬＮ２
には、 ｋｏ・εｃ°ｋＩ なる電圧が印加される。従って、 ｋｏ・ （ｒ’＋ｓｌ’）Ｉｃと２（ｒ＋ｓｌ）とが等
しくなるように係数 ｒ′と２′とを調整すれば、循環
電流１ｏは、 （ｋｏ ・ｇｃ−に＋）／２ （ｒ＋ｓｌ）となり、負
荷電流１ｒの影響は無くなる。また、負荷電圧ＥＬも、
ｋ ｏ −Ｅｒｅｆとなって、負荷電流１ｔによる直流
リアクトルの電圧降下の影響は生じない。
）Ｉｃ）また、負群コンバータ５Ｓ−Ｎの出力電圧Ｅｌ
ｌはｋｏ（−Ｂｒｅｆ ＋εｃ、ｋｌ） となる。この結果、直流リアクトルＬＰＩ、 ＬＰ２に
ｋｏ・ｇｃ−ｋｔ＋ｋｏ−（ｒ’＋ｓｊ！”）ＩＬなる
電圧が印加され、他方、直流リアクトルＬＮＩ、ＬＮ２
には、 ｋｏ・εｃ°ｋＩ なる電圧が印加される。従って、 ｋｏ・ （ｒ’＋ｓｌ’）Ｉｃと２（ｒ＋ｓｌ）とが等
しくなるように係数 ｒ′と２′とを調整すれば、循環
電流１ｏは、 （ｋｏ ・ｇｃ−に＋）／２ （ｒ＋ｓｌ）となり、負
荷電流１ｒの影響は無くなる。また、負荷電圧ＥＬも、
ｋ ｏ −Ｅｒｅｆとなって、負荷電流１ｔによる直流
リアクトルの電圧降下の影響は生じない。
負荷電流Ｉ４が負極性の場合には、補償信号（ｒ”＋ｓ
１’）ＩＬがスイッチＳＷＮを介して加算器Ａ４に減算
入力として供給される。
１’）ＩＬがスイッチＳＷＮを介して加算器Ａ４に減算
入力として供給される。
第２図はこの実施例における出力波形を示すしたもので
、負荷電流ＩＬが正の時は正群コンバータ５ｓ−ｐの出
力電圧Ｅｐに破線で示すように電圧成分２（ｒ＋ｓｌ）
が加算され、逆に、負荷電流！乙が負の時は負群コンバ
ータ５Ｓ−Ｎの出力電圧ＥＨに電圧成分２ （ｒ＋ｓｌ
）が加算されることになる。
、負荷電流ＩＬが正の時は正群コンバータ５ｓ−ｐの出
力電圧Ｅｐに破線で示すように電圧成分２（ｒ＋ｓｌ）
が加算され、逆に、負荷電流！乙が負の時は負群コンバ
ータ５Ｓ−Ｎの出力電圧ＥＨに電圧成分２ （ｒ＋ｓｌ
）が加算されることになる。
なお、上記実施例では、４個の直流リアクトルＬＰＩ、
ＬＰ２、ＬＮｌ、、ＬＮ２を用いているが、正群及び負
群コンバータの交流電源を変圧器で絶縁して個別に交流
電力を供給すや場合には直流リアクトルとしてはＬＰＩ
とＬＰ２あるいはＬＮＩとＬＮ２の２個を用いる構成と
することができる。
ＬＰ２、ＬＮｌ、、ＬＮ２を用いているが、正群及び負
群コンバータの交流電源を変圧器で絶縁して個別に交流
電力を供給すや場合には直流リアクトルとしてはＬＰＩ
とＬＰ２あるいはＬＮＩとＬＮ２の２個を用いる構成と
することができる。
また、補償器１１には負荷電流検出器ＣＴＬの出力ＩＬ
を導いているが、これはＩＩＪであってもよく、この場
合には、スイッチＳＷＮの出力信号は加算器Ａ４で加算
される。
を導いているが、これはＩＩＪであってもよく、この場
合には、スイッチＳＷＮの出力信号は加算器Ａ４で加算
される。
また、循環電流１ｏを前記（１）式に基づき検出する場
合について説明したが、正群コンバータの出力電流１ｐ
と負群コンバータの出力電流ＩＮを直接比較して小なる
方を循環電流として検出してもよい。
合について説明したが、正群コンバータの出力電流１ｐ
と負群コンバータの出力電流ＩＮを直接比較して小なる
方を循環電流として検出してもよい。
また、負荷電流ＩＬとして負荷電流検出器ＣＴＬの出力
を用いているが、出力電流ＩｐとＩＮの差（Ｉｐ−Ｉｇ
）を減算器により求めてこれを負荷電流値として用いて
もよい。
を用いているが、出力電流ＩｐとＩＮの差（Ｉｐ−Ｉｇ
）を減算器により求めてこれを負荷電流値として用いて
もよい。
また、出力電流Ｉｐ、ＩＮは出力端側にて検出している
が交流電源ＡＣ側で検出してもよい。
が交流電源ＡＣ側で検出してもよい。
上記実施例は、アナログ制御を想定して説明しているが
、マイクロコンピュータによるデジタル制御によっても
同様な制御アルゴリズムで実効することができる。
、マイクロコンピュータによるデジタル制御によっても
同様な制御アルゴリズムで実効することができる。
この発明は以上説明した通り、直流リアクトルの負荷電
流による電圧降下分相当値によりコンバータの位相入力
を補正して負荷電流の循環電流に対する非干渉化を図る
構成としたので、非干渉化器の構成は簡単であり、ディ
ジタル制御を行う場合にも所要演算時間は短くて済むの
で、制御性能を向上することができ、負荷電流の影響に
より循環電流が変動する減少がなくなるので、循環電流
が過大になることはなく、コンバータ容量を低減するこ
とができる利点がある。
流による電圧降下分相当値によりコンバータの位相入力
を補正して負荷電流の循環電流に対する非干渉化を図る
構成としたので、非干渉化器の構成は簡単であり、ディ
ジタル制御を行う場合にも所要演算時間は短くて済むの
で、制御性能を向上することができ、負荷電流の影響に
より循環電流が変動する減少がなくなるので、循環電流
が過大になることはなく、コンバータ容量を低減するこ
とができる利点がある。
第１図はこの発明の一実施例を示すブロック図、第２図
は上記実施例における各部波形図、第３図は従来の両方
向電力変換器の循環電流制御方法を示すブロック図、第
４図は上記従来例における各部波形図である。 図において、１〇−非干渉化器、１１−補償回路、Ｉ２
・・−極性判別回路、１３−スイッチ回路、５Ｓ−Ｐ、
５Ｓ−Ｎ−・コンバータ、ＬＰＩ、ＬＰ２、ＬＮＩ、Ｌ
Ｎ２・・・直流リアクトル、 ＰＨ−Ｐ、ＰＨ−Ｎ−・
・位相制御器、Ｃ１−比較器、Ｋｌ−・演算増幅器。 なお、図中、同一符号は同一または相当部分を示す。
は上記実施例における各部波形図、第３図は従来の両方
向電力変換器の循環電流制御方法を示すブロック図、第
４図は上記従来例における各部波形図である。 図において、１〇−非干渉化器、１１−補償回路、Ｉ２
・・−極性判別回路、１３−スイッチ回路、５Ｓ−Ｐ、
５Ｓ−Ｎ−・コンバータ、ＬＰＩ、ＬＰ２、ＬＮＩ、Ｌ
Ｎ２・・・直流リアクトル、 ＰＨ−Ｐ、ＰＨ−Ｎ−・
・位相制御器、Ｃ１−比較器、Ｋｌ−・演算増幅器。 なお、図中、同一符号は同一または相当部分を示す。
Claims (2)
- （１）循環電流抑制用の直流リアクトルを介して接続さ
れた正群コンバータと負群コンバータとを有する両方向
電力変換器において、上記循環電流を検出しこれを循環
電流基準と比較してその偏差により上記両コンバータの
位相入力を補正する循環電流制御系を具える場合におい
て、上記直流リアククルを磁気的に非結合の少なくとも
２個の直流リアクトルとし、負荷電流検出信号を取込み
上記直流リアクトルの負荷電流による電圧降下分相当値
を演算してこれを電圧補償信号として出力する補償回路
を設け、上記負荷電流の極性に応じて上記コンバータの
一方を選択し、選択されたコンバータの位相入力を上記
電圧補償信号とにより補正することを特徴とする両方向
電力変換器の循環電流制御方法。 - （２）補償回路が、直流リアクトルのインピーダンスに
相当する伝達関数を有することを特徴とする特許請求の
範囲第１項記載の両方向電力変換器の循環電流制御方法
。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9851285A JPS61258673A (ja) | 1985-05-07 | 1985-05-07 | 両方向電力変換器の循環電流制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9851285A JPS61258673A (ja) | 1985-05-07 | 1985-05-07 | 両方向電力変換器の循環電流制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61258673A true JPS61258673A (ja) | 1986-11-17 |
Family
ID=14221699
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9851285A Pending JPS61258673A (ja) | 1985-05-07 | 1985-05-07 | 両方向電力変換器の循環電流制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61258673A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6380767A (ja) * | 1986-09-25 | 1988-04-11 | Hitachi Ltd | 循環電流形サイクロコンバータの制御方法及び制御装置 |
-
1985
- 1985-05-07 JP JP9851285A patent/JPS61258673A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6380767A (ja) * | 1986-09-25 | 1988-04-11 | Hitachi Ltd | 循環電流形サイクロコンバータの制御方法及び制御装置 |
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