JPS61238119A - 電界効果型トランジスタのスイツチング動作遅延防止回路 - Google Patents
電界効果型トランジスタのスイツチング動作遅延防止回路Info
- Publication number
- JPS61238119A JPS61238119A JP60079512A JP7951285A JPS61238119A JP S61238119 A JPS61238119 A JP S61238119A JP 60079512 A JP60079512 A JP 60079512A JP 7951285 A JP7951285 A JP 7951285A JP S61238119 A JPS61238119 A JP S61238119A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- field effect
- effect transistor
- voltage
- gate
- source
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Electronic Switches (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、電界効果型トランジスタのスイッチング動作
時のON、OFFの遅延時間を少なくする電暴効果型ト
ランジスタのスイッチング動作遅廷防止回路に関する。
時のON、OFFの遅延時間を少なくする電暴効果型ト
ランジスタのスイッチング動作遅廷防止回路に関する。
C従来の技術〕
パワーMO5型の電界効果型トランジスタの駆動回路に
あっては、電界効果型トランジスタのOFF命令が出力
されてから、実際に電界効果型トランジスタがOFF状
態となるまで種々の原因による遅延時間がある。
あっては、電界効果型トランジスタのOFF命令が出力
されてから、実際に電界効果型トランジスタがOFF状
態となるまで種々の原因による遅延時間がある。
このような遅延時間の説明を第5図ないし第9図に基づ
いて説明する。
いて説明する。
第5図は従来の電界効果型トランジスタの駆動回路図で
、1は電界効果型トランジスタ、R,は電界効果型トラ
ンジスタのON、OFF動作をソフトにするためのゲー
ト抵抗、3は負荷、4は主電源、SW+ 、SW2はス
イッチ、7は電界効果型トランジスタ1をON状態とす
るためのON電源、8は電界効果型トランジスタ1をO
FF状態とするためのOFF電源である。
、1は電界効果型トランジスタ、R,は電界効果型トラ
ンジスタのON、OFF動作をソフトにするためのゲー
ト抵抗、3は負荷、4は主電源、SW+ 、SW2はス
イッチ、7は電界効果型トランジスタ1をON状態とす
るためのON電源、8は電界効果型トランジスタ1をO
FF状態とするためのOFF電源である。
ここにおいて、電界効果型トランジスタlのゲート(以
下単にGという)にはゲート抵抗R,が接続されていて
、電界効果型トランジスタのドレイン(以下単にDとい
う)とソース(以下単にSという)間には主電源4と負
荷3が直列に接続されている。
下単にGという)にはゲート抵抗R,が接続されていて
、電界効果型トランジスタのドレイン(以下単にDとい
う)とソース(以下単にSという)間には主電源4と負
荷3が直列に接続されている。
一方直列に接続されたON電源7とOFF電源8のON
電源のプラス側はスイッチSWIをかいしてゲート抵抗
R1の電源側端子2aに接続され、そのOFF電源のマ
イナス側はスイッチSW重を介してゲート抵抗R,の電
源側端子2aに接続されている。
電源のプラス側はスイッチSWIをかいしてゲート抵抗
R1の電源側端子2aに接続され、そのOFF電源のマ
イナス側はスイッチSW重を介してゲート抵抗R,の電
源側端子2aに接続されている。
またこの直列に接続されたON電源7のマイナス側とO
FF電源8のプラス側の接続点7aは電界効果型トラン
ジスタ1のソースSに接続されている。
FF電源8のプラス側の接続点7aは電界効果型トラン
ジスタ1のソースSに接続されている。
なおこの場合電界効果型トランジスタ1のG−8間の入
力容量は第6図及び第7図の等価回路に示すようにON
状態の時でCas+ 、 OF F状態時でC12と表
わされ、一般にC,s、<C12となっていて、また電
界効果型トランジスタ1のD−8間にはミラー効果によ
るミラー容量C1が存在する。
力容量は第6図及び第7図の等価回路に示すようにON
状態の時でCas+ 、 OF F状態時でC12と表
わされ、一般にC,s、<C12となっていて、また電
界効果型トランジスタ1のD−8間にはミラー効果によ
るミラー容量C1が存在する。
このような回路構成においてまず電界効果型トランジス
タ1をON状態とするためスイッチswlをONにし、
スイッチSW2をOFFにすると電圧がV、であるON
電源7の電JEF、V、がゲート抵抗R1°を介して電
界効果型トランジスタ1のG−8間に加わり、これによ
ってG−3間の電圧vesは電圧V、に向か・って時定
数R+ XCcs+の指数関数曲線で上昇する。
タ1をON状態とするためスイッチswlをONにし、
スイッチSW2をOFFにすると電圧がV、であるON
電源7の電JEF、V、がゲート抵抗R1°を介して電
界効果型トランジスタ1のG−8間に加わり、これによ
ってG−3間の電圧vesは電圧V、に向か・って時定
数R+ XCcs+の指数関数曲線で上昇する。
また電界効果型トランジスタ1をOFF状態とするため
スイッチSW、 @OFFにし、スイッチSW、をON
にすると電圧が−v2であるOFF電源8の電圧−v2
がゲート抵抗R,を介して電界効果型トランジスタ1の
G−3間に加わり、これによってG−3間の電圧VG3
は電圧=V2に向かって時定数RI XCGIIの指数
関数曲線で減少する。
スイッチSW、 @OFFにし、スイッチSW、をON
にすると電圧が−v2であるOFF電源8の電圧−v2
がゲート抵抗R,を介して電界効果型トランジスタ1の
G−3間に加わり、これによってG−3間の電圧VG3
は電圧=V2に向かって時定数RI XCGIIの指数
関数曲線で減少する。
この電界効果型トランジスタ1をON状態及びOFF状
態とするときのG−3間の電圧V。とドレイン電流■。
態とするときのG−3間の電圧V。とドレイン電流■。
の動作波形を第8図及び第9図に基づいて説明する。
第8図は電界効果型トランジスタ1をON状態としたと
きの動作波形図で、実線の電圧VG3o・電流■。。の
曲線はOFF電源8による逆バイアス電圧の絶対値v0
が大きく電圧−v2゜で表わされ場合のG=S間の電圧
VaSとドレイン電流1.を示し、波線の電圧V a
S + と電流■。、の曲線はOFF電源8による逆バ
イアス電圧の絶対値V2が小さく電圧−V21で表わさ
れる場合のG−3間の電圧■。、とドレイン電流■。を
示している。
きの動作波形図で、実線の電圧VG3o・電流■。。の
曲線はOFF電源8による逆バイアス電圧の絶対値v0
が大きく電圧−v2゜で表わされ場合のG=S間の電圧
VaSとドレイン電流1.を示し、波線の電圧V a
S + と電流■。、の曲線はOFF電源8による逆バ
イアス電圧の絶対値V2が小さく電圧−V21で表わさ
れる場合のG−3間の電圧■。、とドレイン電流■。を
示している。
第8図に示すようにG−8間の電圧VGsがON電源の
電圧■1に向かって上昇する場合の上昇の曲線の時定数
R1xCGSI は、逆バイアス電圧の絶対値V2が大
きい電圧■2゜であっても小さい電圧V21であっても
同じなので、逆バイアス電圧の絶対値V2が大きい場合
の実線で表わされるG−8間の電圧vG!。がスレショ
ルド電圧VTHに達する時間1=1.は逆バイアス電圧
の絶対値V2が少さい場合の波線で表わされるG−3間
の電圧VG、、がスレショルド電圧VTHに達する時間
1=1.よりも遅くなっている。
電圧■1に向かって上昇する場合の上昇の曲線の時定数
R1xCGSI は、逆バイアス電圧の絶対値V2が大
きい電圧■2゜であっても小さい電圧V21であっても
同じなので、逆バイアス電圧の絶対値V2が大きい場合
の実線で表わされるG−8間の電圧vG!。がスレショ
ルド電圧VTHに達する時間1=1.は逆バイアス電圧
の絶対値V2が少さい場合の波線で表わされるG−3間
の電圧VG、、がスレショルド電圧VTHに達する時間
1=1.よりも遅くなっている。
これに伴って逆バイアス電圧の絶対値v2が大きい場合
には実線のドレイン電流I、。が流れはじめる時間1=
13もまた逆バイアス電圧の絶対値v2が小さい場合に
波線のドレイン電流Ifl+が流れ始める時間1=12
よりも遅いものとなっている。
には実線のドレイン電流I、。が流れはじめる時間1=
13もまた逆バイアス電圧の絶対値v2が小さい場合に
波線のドレイン電流Ifl+が流れ始める時間1=12
よりも遅いものとなっている。
次に第9図は電界効果型トランジスタ1をOFF状態と
したときの動作波形図で、実線の電圧VG3゜、電流I
DOの曲線はOFF電源8による逆バイアス電圧の絶対
値■。が大きく電圧V2゜で表わされ場合のG−3間の
電圧VCSとドレイン電流IDを示し、波線の電圧VG
S、と電流IDIの曲線はOFF電源8による逆バイア
ス電圧の絶対値■2が小さく電圧V2Iで表わされる場
合のG−8間の電圧VGSとドレイン電流■、を示して
いる。
したときの動作波形図で、実線の電圧VG3゜、電流I
DOの曲線はOFF電源8による逆バイアス電圧の絶対
値■。が大きく電圧V2゜で表わされ場合のG−3間の
電圧VCSとドレイン電流IDを示し、波線の電圧VG
S、と電流IDIの曲線はOFF電源8による逆バイア
ス電圧の絶対値■2が小さく電圧V2Iで表わされる場
合のG−8間の電圧VGSとドレイン電流■、を示して
いる。
第9図に示すようにG−3間の電圧VG!がOFF電源
の電圧−■2に向かって下降する場合の下降の曲線の時
定数R1xcaszは、逆バイアス電圧の絶対値v2が
大きい電圧VZOであっても小さい電圧V 21であっ
ても同じなので、逆バイアス電圧の絶対値v2が大きい
場合の実線で表わされるG−S間の電圧V G 3 G
がスレショルド電圧VTHに達する時間1=1.は逆バ
イアス電圧の絶対値V2が小さい場合の波線で表わされ
るG−S間の電圧V a S +がスレショルド電圧V
THに達する時間1=16よりも早くなっている。
の電圧−■2に向かって下降する場合の下降の曲線の時
定数R1xcaszは、逆バイアス電圧の絶対値v2が
大きい電圧VZOであっても小さい電圧V 21であっ
ても同じなので、逆バイアス電圧の絶対値v2が大きい
場合の実線で表わされるG−S間の電圧V G 3 G
がスレショルド電圧VTHに達する時間1=1.は逆バ
イアス電圧の絶対値V2が小さい場合の波線で表わされ
るG−S間の電圧V a S +がスレショルド電圧V
THに達する時間1=16よりも早くなっている。
これに伴って逆バイアス電圧の絶対値Vtが大きい場合
に実線のドレイン電流I、。が切れ始める時間1=1.
もまた逆バイアス電圧の絶対値v2が小さい場合に波線
のドレイン電流IO+が切れ始める時間1=16よりも
早いものとなっている。
に実線のドレイン電流I、。が切れ始める時間1=1.
もまた逆バイアス電圧の絶対値v2が小さい場合に波線
のドレイン電流IO+が切れ始める時間1=16よりも
早いものとなっている。
このように従来のパワーMOS型の電界効果型トランジ
スタの駆動回路にあっては逆バイアス電圧の絶対値V2
を大きくすると電界効果型トランジスタのON時の遅延
時間が長くなり、また逆バイアス電圧の絶対値Vtを小
さくすると電界効果型トランジスタのOFF時の遅延時
間が長くなるという問題点があった。
スタの駆動回路にあっては逆バイアス電圧の絶対値V2
を大きくすると電界効果型トランジスタのON時の遅延
時間が長くなり、また逆バイアス電圧の絶対値Vtを小
さくすると電界効果型トランジスタのOFF時の遅延時
間が長くなるという問題点があった。
本発明は上記のような問題点を解消するためになされた
もので、オン時もオフ時も遅延時間を短かくできるよう
にするものである。
もので、オン時もオフ時も遅延時間を短かくできるよう
にするものである。
このため本発明は電界効果型トランジスタのゲートとソ
ース間にゲートとソース間の電圧を一定に制限する複数
個のダイオードを直列に接続させたことを特徴としてい
る。
ース間にゲートとソース間の電圧を一定に制限する複数
個のダイオードを直列に接続させたことを特徴としてい
る。
この構成において電界効果型トランジスタのG−3間に
かかる逆バイアス電圧が一定レベル以上に達するとダイ
オードのブレークダウン現象により、ダイオードの逆方
向に電流が流れ、G−3間にかかる電圧■。、は一定に
保たれる。
かかる逆バイアス電圧が一定レベル以上に達するとダイ
オードのブレークダウン現象により、ダイオードの逆方
向に電流が流れ、G−3間にかかる電圧■。、は一定に
保たれる。
以下第1図ないし第4図に基づいて本発明の実゛施例を
説明する。
説明する。
第1図は本発明の一実施例を示す回路図で、1はパワー
MOS型の電界効果型トランジスタ、R,は電界効果型
トランジスタのON、OFF動作をソフトにするための
ゲート抵抗、3は負荷、4は主電源、SWI 、SW2
はスイッチ、7は電界効果型トランジスタ1をON状態
とするためのON電源、8は電界効果型トランジスタ1
をOFF状態とするためのOFF電源、9はダイオード
、10はツェナダイオードである。
MOS型の電界効果型トランジスタ、R,は電界効果型
トランジスタのON、OFF動作をソフトにするための
ゲート抵抗、3は負荷、4は主電源、SWI 、SW2
はスイッチ、7は電界効果型トランジスタ1をON状態
とするためのON電源、8は電界効果型トランジスタ1
をOFF状態とするためのOFF電源、9はダイオード
、10はツェナダイオードである。
ここにおいて、電界効果型トランジスタ1のGにはゲー
ト抵抗R1が接続されていて、電界効果型トランジスタ
のG−5間には主電源4と負荷3が直接に接続されてい
る。
ト抵抗R1が接続されていて、電界効果型トランジスタ
のG−5間には主電源4と負荷3が直接に接続されてい
る。
一方直列に接続されたON電源7とOFF電源8のON
電源のプラス側はスイッチS W +を介してゲート抵
抗R1の電源側端子2aに接続され、そのOFF電源の
マイナス側はスイッチSW1を介してゲート抵抗RIの
電源側端子2aに接続されている。
電源のプラス側はスイッチS W +を介してゲート抵
抗R1の電源側端子2aに接続され、そのOFF電源の
マイナス側はスイッチSW1を介してゲート抵抗RIの
電源側端子2aに接続されている。
またこの直列に接続されたON電源7のマイナス側とO
FF電源8のプラス側の接続点7aは電界効果型トラン
ジスタ1のソースSに接続されている。
FF電源8のプラス側の接続点7aは電界効果型トラン
ジスタ1のソースSに接続されている。
また電界効果型トランジスタのゲートGとソースS間に
はダイオード9とツェナダイオード10を直列に接続し
た直列回路が接続されている。このダイオード9の順方
向は電界効果型トランジスタ1のソースSからゲートG
に向かう方向であり、ツェナダイオード10の順方向は
電界効果型トランジスタ1のゲートGからソースSに向
かう方向となっている。
はダイオード9とツェナダイオード10を直列に接続し
た直列回路が接続されている。このダイオード9の順方
向は電界効果型トランジスタ1のソースSからゲートG
に向かう方向であり、ツェナダイオード10の順方向は
電界効果型トランジスタ1のゲートGからソースSに向
かう方向となっている。
このような回路構成において電界効果型トランジスタ1
をON状態にしたときとOFF状態にしたときのG−S
間の電圧VGSとドレイン電流IDの動作波形図を第2
図及び第3図に基づいて説明する。
をON状態にしたときとOFF状態にしたときのG−S
間の電圧VGSとドレイン電流IDの動作波形図を第2
図及び第3図に基づいて説明する。
まず第2図において電界効果型トランジスタ1をON状
態にしたとき、すなわち時間1=1.でスイッチSW1
をONにし、スイッチSW2をOFFにしたとき電界効
果型トランジスタのゲートは正の電位にまたソースは負
の電位になり、そのG−3間の電圧VGSはON電源7
の電圧v1に向かって上昇する。この過程においてダイ
オード9の逆方向が電界効果型トランジスタ1のゲート
GからソースSに向かう方向であるから正の電圧である
G−S間の電圧vG、によってはダイオード9及びツェ
ナダイオード10に電流がながれず、従来の回路と同様
G−3間の電圧v6.は制限されない。
態にしたとき、すなわち時間1=1.でスイッチSW1
をONにし、スイッチSW2をOFFにしたとき電界効
果型トランジスタのゲートは正の電位にまたソースは負
の電位になり、そのG−3間の電圧VGSはON電源7
の電圧v1に向かって上昇する。この過程においてダイ
オード9の逆方向が電界効果型トランジスタ1のゲート
GからソースSに向かう方向であるから正の電圧である
G−S間の電圧vG、によってはダイオード9及びツェ
ナダイオード10に電流がながれず、従来の回路と同様
G−3間の電圧v6.は制限されない。
また第3図において電界効果型トランジスタ1をOFF
状態にしたとき、すなわち時間1=14でスイッチSW
IをOFFにし、スイッチSW2をONにしたとき電界
効果型トランジスタのゲートは負の電位に、またソース
は正の電位になり、そのG−3間の電圧v6.はOFF
電源8の電圧−V、に向かって下降する。
状態にしたとき、すなわち時間1=14でスイッチSW
IをOFFにし、スイッチSW2をONにしたとき電界
効果型トランジスタのゲートは負の電位に、またソース
は正の電位になり、そのG−3間の電圧v6.はOFF
電源8の電圧−V、に向かって下降する。
、この過程においてダイオード9の逆方向が電界効果型
トランジスタ1のゲートGからソースSに向かう方向で
あるから負の電圧であるG−5間の電圧vesが一定レ
ベル以下になるとブレークダウン現象によりダイオード
9及びツェナダイオード10に電流が流れるようになり
このためG−3間の電圧V。3は一定の電圧すなわち−
(Vz +Vo )に制限される。
トランジスタ1のゲートGからソースSに向かう方向で
あるから負の電圧であるG−5間の電圧vesが一定レ
ベル以下になるとブレークダウン現象によりダイオード
9及びツェナダイオード10に電流が流れるようになり
このためG−3間の電圧V。3は一定の電圧すなわち−
(Vz +Vo )に制限される。
しかして電界効果型トランジスタ1をON状態とするた
め時間1=1.でスイッチSW1をONにし、スイッチ
SW2をOFFにしたときはG−8間の電圧VG3は電
界効果型トランジスタ1のOFF状態においてG−3間
の電圧vesが電圧−(vz +vo >と制限された
値すなわち比較的0に近い状態となっているからこの電
圧Vo11がスレショルド電圧vT、に達する時間1
= 12.は従来と同じく比較的早いものとなっている
。
め時間1=1.でスイッチSW1をONにし、スイッチ
SW2をOFFにしたときはG−8間の電圧VG3は電
界効果型トランジスタ1のOFF状態においてG−3間
の電圧vesが電圧−(vz +vo >と制限された
値すなわち比較的0に近い状態となっているからこの電
圧Vo11がスレショルド電圧vT、に達する時間1
= 12.は従来と同じく比較的早いものとなっている
。
これに伴なってドレイン電流■。が流れ始める時間1=
12.ちまた比較的早いものとなっている。
12.ちまた比較的早いものとなっている。
また電界効果型トランジスタ1をOFF状態とするため
時間1=14でスイッチSWIをOFFにし、スイッチ
SW2をOFFにしたときはG−8間の電圧vesは比
較的高く設定されたOFF電源8の電圧−v2に同かっ
て下降するため、このG−3間の電圧V。、がスレショ
ルド電圧vTHに達する時間jxj、、も比較的早いも
のとなっている。
時間1=14でスイッチSWIをOFFにし、スイッチ
SW2をOFFにしたときはG−8間の電圧vesは比
較的高く設定されたOFF電源8の電圧−v2に同かっ
て下降するため、このG−3間の電圧V。、がスレショ
ルド電圧vTHに達する時間jxj、、も比較的早いも
のとなっている。
これに伴ってドレイン電流I0が切れ始める時間1 =
1 s、もまた比較的早いものとなっている。
1 s、もまた比較的早いものとなっている。
なお本実施例ではブレークダウン現象を起こしている範
囲において、電流の広い範囲にわたって電圧を一定に保
つように特に設計されたツェナダイオードを用いている
のでG−3間の電圧v、3を一定に制限する効果が優れ
ている。
囲において、電流の広い範囲にわたって電圧を一定に保
つように特に設計されたツェナダイオードを用いている
のでG−3間の電圧v、3を一定に制限する効果が優れ
ている。
次に本発明の第2の実施例を第4図に基づいて説明する
。
。
この第2の実施例では電界効果型トランジスタのゲート
GとソースSの間に直列に複数個のダイオードD、、D
2−DI、を接続した構成としている。
GとソースSの間に直列に複数個のダイオードD、、D
2−DI、を接続した構成としている。
この第2の実施例においてはG−3間の電圧はそれぞれ
のダイオードの両端にかかる電圧vI。
のダイオードの両端にかかる電圧vI。
v、、 −vfiの和すなわち電圧y、+y2−t−−
−−+v7の値に制限されることになる。
−−+v7の値に制限されることになる。
以上説明したように本発明にかかるスイッチング動作遅
廷防止回路によれば、電界効果型トランジスタのゲート
とソース間にゲートとソースの電圧を一定に制限する複
数個のダイオードを直列に接続させたので、電界効果型
トランジスタのゲート−ソース間にかかる逆バイアス電
圧を一定に制限することができ、このため比較的高い逆
バイアス電圧を用いても電界効果型トランジスタのON
状態における遅延時間を短かくすることができる。
廷防止回路によれば、電界効果型トランジスタのゲート
とソース間にゲートとソースの電圧を一定に制限する複
数個のダイオードを直列に接続させたので、電界効果型
トランジスタのゲート−ソース間にかかる逆バイアス電
圧を一定に制限することができ、このため比較的高い逆
バイアス電圧を用いても電界効果型トランジスタのON
状態における遅延時間を短かくすることができる。
また、ダイオードを用いて構成したので低コスト化が図
れる。
れる。
第1図は本発明の一実施例を示す回路図、第2図及び第
3図は一実施例における電圧、電流の動作波形図、第4
図は本発明の他の実施例を示す回路図、第5図ないし第
9図は従来の回路図とその動作を説明するための図であ
る。 1・・・電界効果型トランジスタ、9・・・ダイオード
、10・・・ツェナダイオード。 代理人 大 岩 増 雄(ほか2名)91図
3 第2図 gs図 第6図 97図 iI8図 手続補正書(自効 昭和 C都11月198 1、事件の表示 特願昭60−79512号2、発
明の名称 電界効果型トランジスタのスイッチング動作遅廷防止回
路3、補正をする者 事件との関係 特許出願人 5、補正の対象 発明の詳細な説明の欄。 6゜補正の内容 <1)明細書第3頁第4行目ないし第5行目「かいして
」とあるのを「介して」と補正する。 (2)同書第3頁第6行目r S W s Jとあるの
をrSW2Jと補正する。 (3)同書第3頁第15行目「ON」とあるのをrOF
FJと補正する。 (4)同書第3頁第15行目rOFFJとあるのを「O
N」と補正する。 (5)同書第4頁第1O行目r−v2である」とあるの
を「v2である」と補正する。 (6)同書第4頁第14行目rRtXcesJとあるの
をrRIXcGs2Jと補正する。 (7)同書第5頁第5行目、第6頁第3行目、第11行
目、第7頁第3行目「波線」とあるのを「一点鎖線」と
補正する。 (8)同書第8頁第10行目ないし第11行目「ダイオ
ードのブレークー−−−−−−・G−5間」とあるのを
「ダイオードにより、G−3間」と補正する。 (9)同書第9頁第7行目rc−s間」とあるのをrD
−3間」と補正する。 αω同書第9頁第12行目rsWIJとあるのをr S
W 2 Jと補正する。 av同書第11頁第2行目「ながれず」とあるのを「流
れず」と補正する。 1t21間書第13頁第11行目rc−s間」とあるの
をrs−c間」と補正する。 以上
3図は一実施例における電圧、電流の動作波形図、第4
図は本発明の他の実施例を示す回路図、第5図ないし第
9図は従来の回路図とその動作を説明するための図であ
る。 1・・・電界効果型トランジスタ、9・・・ダイオード
、10・・・ツェナダイオード。 代理人 大 岩 増 雄(ほか2名)91図
3 第2図 gs図 第6図 97図 iI8図 手続補正書(自効 昭和 C都11月198 1、事件の表示 特願昭60−79512号2、発
明の名称 電界効果型トランジスタのスイッチング動作遅廷防止回
路3、補正をする者 事件との関係 特許出願人 5、補正の対象 発明の詳細な説明の欄。 6゜補正の内容 <1)明細書第3頁第4行目ないし第5行目「かいして
」とあるのを「介して」と補正する。 (2)同書第3頁第6行目r S W s Jとあるの
をrSW2Jと補正する。 (3)同書第3頁第15行目「ON」とあるのをrOF
FJと補正する。 (4)同書第3頁第15行目rOFFJとあるのを「O
N」と補正する。 (5)同書第4頁第1O行目r−v2である」とあるの
を「v2である」と補正する。 (6)同書第4頁第14行目rRtXcesJとあるの
をrRIXcGs2Jと補正する。 (7)同書第5頁第5行目、第6頁第3行目、第11行
目、第7頁第3行目「波線」とあるのを「一点鎖線」と
補正する。 (8)同書第8頁第10行目ないし第11行目「ダイオ
ードのブレークー−−−−−−・G−5間」とあるのを
「ダイオードにより、G−3間」と補正する。 (9)同書第9頁第7行目rc−s間」とあるのをrD
−3間」と補正する。 αω同書第9頁第12行目rsWIJとあるのをr S
W 2 Jと補正する。 av同書第11頁第2行目「ながれず」とあるのを「流
れず」と補正する。 1t21間書第13頁第11行目rc−s間」とあるの
をrs−c間」と補正する。 以上
Claims (2)
- (1)電界効果型トランジスタのゲートとソース間にゲ
ートとソース間の電圧を一定に制限する複数個のダイオ
ードを直列に接続させたことを、特徴とする電界効果型
トランジスタのスイッチング動作遅廷防止回路。 - (2)前記複数個のダイオードのうち1個はツェーナダ
イオードで構成されていることを特徴とする特許請求の
範囲第1項記載の電界効果型トランジスタのスイッチン
グ動作遅廷防止回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60079512A JPS61238119A (ja) | 1985-04-15 | 1985-04-15 | 電界効果型トランジスタのスイツチング動作遅延防止回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60079512A JPS61238119A (ja) | 1985-04-15 | 1985-04-15 | 電界効果型トランジスタのスイツチング動作遅延防止回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS61238119A true JPS61238119A (ja) | 1986-10-23 |
Family
ID=13692013
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP60079512A Pending JPS61238119A (ja) | 1985-04-15 | 1985-04-15 | 電界効果型トランジスタのスイツチング動作遅延防止回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS61238119A (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH05199093A (ja) * | 1991-08-08 | 1993-08-06 | Internatl Business Mach Corp <Ibm> | P−チヤネル電界効果トランジスタ駆動回路 |
JP2004072424A (ja) * | 2002-08-06 | 2004-03-04 | Denso Corp | Mosゲートトランジスタのゲート駆動回路 |
JP2004129101A (ja) * | 2002-10-07 | 2004-04-22 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | 半導体集積回路装置 |
JP2009207077A (ja) * | 2008-02-29 | 2009-09-10 | Denso Corp | 半導体集積回路装置 |
-
1985
- 1985-04-15 JP JP60079512A patent/JPS61238119A/ja active Pending
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH05199093A (ja) * | 1991-08-08 | 1993-08-06 | Internatl Business Mach Corp <Ibm> | P−チヤネル電界効果トランジスタ駆動回路 |
JP2004072424A (ja) * | 2002-08-06 | 2004-03-04 | Denso Corp | Mosゲートトランジスタのゲート駆動回路 |
JP2004129101A (ja) * | 2002-10-07 | 2004-04-22 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | 半導体集積回路装置 |
JP2009207077A (ja) * | 2008-02-29 | 2009-09-10 | Denso Corp | 半導体集積回路装置 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
KR950008422B1 (ko) | 집적회로 및 이 회로에 사용하기 적합한 제어수단 | |
US7061217B2 (en) | Integrated power switching circuit | |
KR900004590B1 (ko) | 출력 버퍼회로 | |
US4473757A (en) | Circuit means for converting a bipolar input to a unipolar output | |
US5406141A (en) | High voltage CMOS switching circuit | |
US6407594B1 (en) | Zero bias current driver control circuit | |
JPH05315852A (ja) | 電流制限回路および電流制限回路用定電圧源 | |
KR960011964B1 (ko) | 출력버퍼장치 | |
KR950003017B1 (ko) | 저 노이즈 cmos 출력 버퍼 회로 | |
KR960039341A (ko) | 높은 부의 클램프 전압 및 고장시 안전 동작 기능을 갖춘 모스게이트된 집적 파워 반도체 장치 | |
JP2003504860A (ja) | 標準cmosプロセスの高電圧保護回路 | |
US6081132A (en) | High voltage drive output buffer for low Voltage integrated circuits | |
ATE328311T1 (de) | Spannungs-strom-wandler | |
US5138186A (en) | Solid state switch with last state memory | |
JP3492765B2 (ja) | レベル変換回路 | |
JPS61237513A (ja) | 電界効果型トランジスタの駆動回路 | |
JPS61238119A (ja) | 電界効果型トランジスタのスイツチング動作遅延防止回路 | |
US5420527A (en) | Temperature and supply insensitive TTL or CMOS to 0/-5 V translator | |
US7075335B2 (en) | Level shifter | |
US6501320B1 (en) | Self-powered, maximum-conductive, low turn-on voltage CMOS rectifier | |
EP0403174A2 (en) | Differential amplifying circuit operable at high speed | |
US5563540A (en) | Electronic switch having programmable means to reduce noise coupling | |
KR950016002A (ko) | 3치 입력 버퍼 회로 | |
KR960036330A (ko) | 논리 게이트 회로 및 디지털 집적회로 | |
US5250853A (en) | Circuit configuration for generating a rest signal |