JPS61194918A - 多値識別回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 この発明は例えば直交振幅変調波の復調装置において、
その直交検波後の多値信号を識別、再生する多値識別回
路に関し、特（ユ多直振幅入力信号をアナログディジタ
ル変換器Ｃ−よりデ・ｒジタル信号（；変換して多値識
別を行うと共に、アナログディジタル変換器の入力側で
入力多値信号に重畳される直流オフセットを制御して識
別誤りを少くするよう（二構成された多値識別回路に係
わる。

「従来の技術」 従来の多値識別器は第１図Ｃ二示すように構成されてい
る。すなわち信号入力端子１から２ｎ値（ｎは２以上の
整数）の多値信号が直流増幅器２によって所定のレベル
に増幅され、その出力が、クロック入力端子３からのク
ロック（二同期してアナログディジタル変換（以下Ａ／
Ｄ変換と記す）器４でＡ／Ｄ変換され、その変換出力と
して再生信号及び誤差信号が出力される。このＡ／Ｄ変
換器４の出力５のうち、上位１〜ｎピツトの出力８１〜
Ｂｎが再生信号として出力端子６へ出力され、上位から
ｎ＋１ビット目の出力Ｂｎ＋１が誤差信号、つまり基準
レベル（二対するずれ（−相当する。制御回路７はディ
ジタル信号列５のうち１ピツト又は複数ビットの組合わ
せによって直流増幅器２への帰還信号８，９を形成する
。直流分を制御する信号８はＡ／Ｄ変換器４の出力５の
うち上位からｎ＋１ビット目の出力Ｂ。＋１を、利得を
制御する信号９は上位から第１ビツト目の出力Ｂ８と第
ｎ＋ｌビット目の出力１３ｎ＋ｔとの排池的論理和出力
を用いる。こうして得られた帰還信号８，９はそれぞれ
低域通過フィルタ（ＬＰＦ’）１１．１２を介して平滑
化され、制御信号１３．１４として直流増幅器２（；供
給される。この制御信号１３及び１４Ｃ；より直流増幅
器２において人力多値信号Ｃ：対し重畳される直流分（
オフセットと記す）及び利得がそれぞれ自動的Ｃユ調整
される。この結果Ａ／Ｄ変換器４への入力される多値信
号のレベルは基準値Ｃ：対する直流レベル、振幅値とも
Ｃ二常時最適に保つことができる。

この従来の多値識別回路は制御信号１３　、１４による
帰還効果により、温度変動等に起因する低周波数成分の
直流ドリフト及び利得変動を捕虜することが可能である
。第２図は帰還ループを用いた構成、つまり第１図（−
おいて制御信号１３．１４ζ−よる制御を行う場合と、
帰還ループを用いず直流増幅器２（：固定バイアス電圧
を加えた構成、制御信号１３．１４を遮断した場合とに
おいて、一定のＳ／Ｎ　（信号対雑音電力比）２５ｄＢ
下（二おける符号誤り率の時間変動特性の実験結果を示
している。第２図において入力信号は８値、τ＝５ｘ１
０−４秒の場合で曲線１５は制御有り、曲線１６は制御
なしく二対するものである。これら曲線１５゜１６より
帰還制御を行うことＣユより符号誤り率特性の時間変動
は大きく低減され、はぼ一定値を保ち、その改善効果が
大きいことが判る。なおこの多値識別回路の詳しい動作
原理は特願昭５９−３７１０６号明細書に示しである。

「発明が解決しようとする問題点」 しかしこの多値識別回路を用いて実際Ｃ；実験してみる
と、帰還ループは安定している（二もかかわらず、符号
誤りが発生する場合があり、しかもこの現象は信号の多
値数が増加するＣ一つれ顕著になることがわかった。こ
れは初期電源投入時や急激なフェージング等Ｃ：おいて
、Ａ／Ｄ変換器４への入力直流レベルが、最小信号量電
圧値、入力多値信号が取り得るレベルの隣接レベル間電
圧ｄの整数倍だけ正又は負側（ニオフセットしくずれ）
だまま、帰還制御信号１３である上位ｎ＋１ビット目出
力Ｂ。＋１が“１”とＯ”となる確率がそれぞれ５（１
％となることにより帰還制御が安定してしまう状態であ
る。この状態を擬似引込み状態と呼ぶ。

正常の引込み状態と擬似引込み状態との関係を第３図鑑
＝示す。第３図は６４ＱＡＭ（８値信号）信号の場合で
あり、上位の１〜３目の出力Ｂ１〜Ｂ８は再生出力であ
る。第４ビツト目Ｂ４　（誤差信号）の識別レベルを左
端に矢印で示し、正常引込み時には○印で示すよう（二
８つの受信信号レベルは第４ビツト目の識別レベルと等
しくなるため、第４ビツト出力Ｂ４は図の右端（ユ示す
よう４−５０　％の確率でｌ１ｔｌｌと０”を発生する
。一方、黒丸ｅ印の左側のものとして示すように、受信
信号レベルが正側（ユｄより僅か小さい値だけシフトし
た擬似引込み状態では、最もレベルの高い受信信号レベ
ルの場合は１００％″１”を発生するが、池の７つの受
信信号レベルは０”を発生する確率が高いが、受信レベ
ルは変動するため１”も少しは発生し、全体として第４
ピツト出力Ｂ４が５０チの確率で１″と０＃を発生し安
定してしまう。

右側の黒丸ゆ印は受信信号レベルがｄより僅か小さい値
だけ負側Ｃ；ずれた時の擬似引込み状態を示す。

この擬似引込み状態を理論的Ｃ二明らかＣ：するため、
直流ドリフトを有した入力信号（１６値と仮定）と熱雑
音との和の確率密度関数からＡ／Ｄ変換器４の誤差信号
であるＮ＋１（５）ビット出力Ｂ５を積分した制御電圧
を得て、更≦−全信号レベル点について求めた制御電圧
ｖｄを求めた結果を第４図Ｃ二示す。第４図は入力信号
のドリフト量μδ（ｄ＝２δ）とその場合の制御電圧ｖ
ｄとの計算結果を示したものであり、ｖｄ＝Ｑとなる点
が安定点を示す。この解析結果から、入力信号が２Ｎ値
の場合、安定点は（２Ｎ−１）点あり、そのうち実線Ｏ
印で示す原点を除く（２Ｎ−２）点（点線−；印で示す
）が擬似引込み点となる。一方、制御電圧ｖｄは入力信
号のＣ／Ｎ（搬送波／雑音電力比）（二依存し、低Ｃ／
Ｎ時になると制御電圧が低下することも明らかになった
。

以上のよう（ユ第１図（−示した構成の多値識別器では
、擬似引込み（；陥ることにより通信時において回線の
瞬断となり、特にこれが著しい場合（−は通信システム
の同期はずれとなってしまい全く通信が不可能となる。

しかもこの状態で動作が安定してしまうために元の正常
状態に復帰する（−はその毎≦二逐次調整作業が必要で
あるという欠点があった。

「問題点を解決するための手段」 この発明（−よれば、入力多値信号を、その直流レベル
を制御することができる直流レベル制御手段を介してＡ
／Ｄ変換器Ｃ二人力し、そのＡ／Ｄ変換器の出力上位ビ
ットから再生信号を得ると共（二、その再生信号の下位
ビットから誤差信号を得てその誤差信号（二より上記直
流レベル制御手段を制御する多値識別回路（二おいて、
上記Ａ／Ｄ変換器の入力信号のレベルから擬似引込み状
態か否かを判定回路で判定し、その判定回路が擬似引込
み状態と判定した場合は、上記再生信号の少くとも一部
を用いて上記誤差信号を作り上記直流レベル制御手段へ
供給する。このようにして擬似引込み状態になっても速
い正常引込み状態とすることができる。

「実施例」 次にこの発明の実施例を第５図以下の図面を参照して詳
細（二説明する。第５図は１６値の入力信号を対象とし
たこの発明の第１の実施例を示す。

信号入力端子１からの１６値の多値信号は直流増幅器２
（二人力され、その出力信号は少くとも５ピツトの出力
を持つＡ／Ｄ変換器４に入力され、クロック入力端子３
のクロック信号でサンプリングされ、５ビツトのディジ
タル信号５（−変換されて出力される。この５ビツト出
力のうち上位１〜４ビツト出力Ｂ１〜Ｂ４が再生信号、
上位第５ビット目Ｂ、が誤差信号である。このうち再生
信号Ｂ１〜Ｂ。

の少くとも１つ及び誤差信号Ｂ、は擬似引込み防止回路
１７に入力される。

擬似引込み防止回路１７はこの識別回路の引込み状態Ｃ
：応じて再生信号又は誤差信号を選択し、直流オフセッ
ト制御信号として出力する。

一方、Ａ／Ｄ変換器４の再生信号、例えば第１ピツト出
力Ｂ１と誤差信号（第５ビツト）　ＢＳとを排池的論理
和回路１８に入力し、その出力として得られる利得制御
用帰還信号９は低域通過フィルタ１２を介して平滑化さ
れた後、直流増幅器２　Ｃ制御信号１４として供給され
、増幅器２の利得が制御される。

擬似引込み防止回路１７は例えば第６図ｃ二示すように
オフセット制御用帰還信号としてこの例では第１ビツト
目出力Ｂ１、第５ピツト目出力Ｂ５が切替回路１９Ｃ入
力され、検出回路２０からの判定ト制御信号８は第５図
で低域通過フィルタ１１を介して平滑化された後、直流
増幅器２ｃ二制御信号１３として供給され、増幅器２の
オフセットが制御される。なお直流増幅器２は制御信号
により利得及びオフセットが独立Ｃ二制御される必要が
ある。

又直流増幅器２の代りに制御信号（二より利得（減　　
衰を含め）及び直流レベルが独立（−制御できる回路を
用いても差支えない。また利得の制御と直流レベル制御
とは別の回路で行ってもよい。

判定回路２０はＡ／Ｄ変換器４の入力側（二おける多値
信号に重畳されている直流レベルが、理想的な引込み状
態での直流レベルに対し所定値以上変動したか否かを検
出するものである。具体的には第６図中Ｃ二示すように
構成することができる。

すなわちＡ／Ｄ変換器４の入力信号は分岐されて判定回
路１９の入力信号２１として入力され、低域通過フィル
タ２２＋ユで積分され、その積分出力は電圧比較器２３
．２４１−供給される。比較器２３゜２４はそれぞれそ
の入力信号を基準電圧Ｖ＋、Ｖ−と比較し、入力信号が
設定電圧値を比較器２３では正側（二、比較器２４は負
側に越えない場合（二それぞれ１ｎを出力し、越える場
合Ｃ二ｌＩ　Ｏｊを出力するものである。ここでＶ＋、
Ｖ−は擬似引込み時におけるＡ／Ｄ変換器４の入力信号
を低域通過フィルタ２２（二で積分した直流電圧値であ
る。

その結果、比較器２３．２４の出力を人力としたＮＡＮ
Ｄゲート２５の出力は、正常時（二はＩＩ　Ｏ＃を、擬
似引込み時には“１”を出力する。

第６図中の切替回＠１８のブロック図を第８図に示す。

判定信号３１ｉ二より２つの入力信号２６゜２７のうち
どちらかが選択される。具体的Ｃ；は正常引込み時Ｃ二
は判定信号２１がａ１′であるため第ｎ＋１ビット出力
Ｂ５が選ばれ、擬似引込み時には判定信号２１がＩＩ　
Ｏｊとなるため、最上位ビットＢ１が選ばれ、制御信号
８となる。このようＣ′″、選択された制御信号８は第
５図の低域通過フィルタ１１Ｃ二て積分され、直流増幅
器２の直流オフセットを制御することＣ二より入力信号
に重畳された直流ドリフト成分を補償する。

さて、この多値識別回路の動作原理を４値信号を例にと
り信号の流れにそって説明したのが、第８図である。上
が正常引込み時、下が擬似引込み時の場合を示す。正常
引込み時にはＡ／Ｄ変換器４への入力信号の取り得るレ
ベルは第１ビツトのしきい値ｖ１―対して正、負対称の
電圧レベルである。そこでＡ／Ｄ変換器４の入力信号の
平均値である低域通過フィルタ２２の出力電圧は、２つ
の電圧比較器２３．２４の基準電圧Ｖ＋とＶ−との間の
領域Ｃ；あるため、正常引込みと判定され、判定信号２
１は９１ｍ１を出力する。その結果切替回路１９（−で
第３ピッｌ−Ｂ８　（誤差信号）が選択され、出力８と
して出力される。これを平均化したＬＰＦｌｌの出力電
圧は入力４値信号の小さな直流ドリフトに追従して、こ
れを打ち消す方向に変化し、入力信号レベルを常１：最
適（二作つ。

一方、第８図に示すような正側へ擬似引込み状態Ｃ；な
った時（二は、Ａ／Ｄ変換器４への入力信号〕取す得る
レベルは、第１ビツトのしきい値Ｖｔ　＋二対して正側
Ｃニシフトしている。そのためこのυ勺変換器４の人力
信号の平均値である低域通過フィルタ２２の出力電圧は
正側にシフトし、電圧比較器２３の基準電圧Ｖ＋を越え
てしまう。そのため判定回路２０は擬似引込みと判定し
て判定信号２１として０”を出力する。その結果切替回
路１９（二て第１ビツト出力Ｂ１が選択され出力信号８
となる。これを平均化した低域通過フィルタ１１の出力
電圧は、正常引込み時における出力電圧に比べて大きな
正の値を持つため、負帰還制御（二より直流増幅器２の
出力電圧は負側Ｃ二人きく引きこまれ、結果として擬似
引込みをぬけ出し正常引込みとなる。

逆Ｃ二負側へ擬似引込み状態（二なった時（二は、以上
の説明とは逆Ｃ二直流増幅器２の出力電圧は正側【二大
きく引きこまれ、結果として正常引込みＣ；復帰する。

なお正常引込み時における動作からも当然理解されるよ
う（二、切替回路１９の出力は、論理出力″１″′で正
の電圧＋Ｖａを、論理出力″ｏ”で負の電圧−■、を出
力する。

なお第７図では擬似引込み状態では再生信号（例えば第
１ピツト出力Ｂ１）を、誤差信号ＢＮ−１−１に切替え
て制御信号８として出力したが、第９図Ｃ；示すようＣ
二誤差信号ＢＮ＋１　（ＢＳ　）を常時、制御信号８と
して出力し擬似引込み状態ではスイッチ２７をオンＣ二
して、再生信号Ｂ１を誤差信号Ｂ５に加えて制御信号８
として出力してもよい。

また第９図Ｃ；示すようにＡ／Ｄ変換器４として、再生
信号６を得るビット出力Ｂ１〜ＢＮより、更Ｃ二下位の
複数ビット出力ＢＮ−１−１〜ＢＭを出力するものを用
い、第２判定回路２８で下位ビット出力ＢＮ＋１〜ＢＭ
と、基準埴土（ｄ−△）とをディジタル比較して、この
値１：達するか、これを越えると擬似引込み状態（；な
りそうな場合と判定して、出力２９を出し、この出力し
より切替回路１９（又はスイッチ２７）を判定信号２１
と同様（二制御し、しかもこれら両判定信号２１．２９
の論理和で切替回路１９を制御するよう１；することも
できる。

このようなＡ／Ｄ変換器２４を用いる場合は点線で示す
ように下位ビット出力ＢＮ＋ｔ〜ＢＭをＤ／Ａ変換器３
１でアナログ信号（二変換して、誤差信号ＢＮ−１−１
の代り（二用いてもよい。ただこの場合でスイッチ２７
を用いる場合はＤ／Ａ変換器３１の出力と再生信号Ｂ１
とをアナログ加算する。この下位ピッ）　ＢＮ＋１〜Ｂ
ＭをＤ／Ａ変換して誤差信号とすることは第５図の実施
例（二も適用できる。

「発明の効果」 す、上説明したよう（二この発明（；よれば簡易な回路
構成でありながら固定劣化の小さい多値識別回路が実現
できる。また擬似引込み状態に陥っても速やかｇ二正常
状態ｆ二復帰することが可能であるため、特に６４ＱＡ
Ｍ方式、２５６ＱＡＭ方式のような振幅多値数の大きい
方式においても、通信回線の瞬断を救済し伝送路の符号
誤り率特性を大きく向上することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の多値識別回路を示すブロック図、第２図
は符号誤り率の時間変動特性を示す図、第３図は８電信
号を例とした引込み状態と出力信号の関係を示す図、第
４図は入力信号のドリフト量と制御電圧の関係の計算結
果を示す図、第５図はこの発明の一実施例を示すブロッ
ク図、第６図は擬似引込み防止回路１７の例を示すブロ
ック図、第７図は切替回路１９の例を示すブロック図、
第８図は各引込み状態（二おける信号の流れを示す図、
第９図及び第１０図はそれぞれこの発明の一部変形例を
示すブロック図である。 １：多値信号入力端子、２：直流レベル制御手段として
の直流増幅器、３：クロック入力端子、４　：　Ａ／Ｄ
変換器、５　：　Ａ／Ｄ変換器出力、６：再生信号、１
３：誤差信号、１７：擬似引込み防止回路、１９：切替
回路、２０：判定回路、２１：判定信号。 特許出願人　　日本電信電話公社 代　　哩　　人　　　草　　野　　　　　卓第３　図 定　４７ か　５　図 オ　７　図 オ８ 図 （Ｂ１）

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流レベルを制御することができる直流レベル制
   御手段を介して入力多値信号をアナログディジタル変換
   器へ供給し、そのアナログディジタル変換器の変換出力
   中の上位の複数ビット出力を再生信号として出力すると
   共に、上記変換出力中のその再生信号の下位ビット出力
   から誤差信号を得て、その誤差信号によりこれが小さく
   なるように上記直流レベル制御手段を制御して上記入力
   多値信号に重畳される直流レベルを調整する多値識別回
   路において、 上記アナログディジタル変換器の入力側における入力多
   値信号を入力して、その絶対値が所定値を越えると擬似
   引込み状態と判定する判定回路と、その判定回路の擬似
   引込み状態と判定した出力により上記再生信号の少くと
   も一部を用いて上記誤差信号を作る手段とを設けたこと
   を特徴とする多値識別回路。