JPS61177832A - 光受信装置の自動利得制御方式 - Google Patents
光受信装置の自動利得制御方式Info
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- JPS61177832A JPS61177832A JP60019397A JP1939785A JPS61177832A JP S61177832 A JPS61177832 A JP S61177832A JP 60019397 A JP60019397 A JP 60019397A JP 1939785 A JP1939785 A JP 1939785A JP S61177832 A JPS61177832 A JP S61177832A
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- amplifier
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- apd
- optical
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/60—Receivers
- H04B10/66—Non-coherent receivers, e.g. using direct detection
- H04B10/69—Electrical arrangements in the receiver
- H04B10/693—Arrangements for optimizing the preamplifier in the receiver
- H04B10/6931—Automatic gain control of the preamplifier
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Optical Communication System (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
「産業上の利用分野」
この発明はディジタル光伝送方式に使用され、光受信装
置の自動利得制御方式に関するものである。
置の自動利得制御方式に関するものである。
「従来の技術」
ディジタル伝送方式では、中継間隔（二おける伝ばん状
態の変動、温度変化などＣ二伴う伝送特性の変動に対し
ても、識別回路の入力信号振幅を一定とするため（：、
自動利得制御（ａ下ＡＧＣと記Ｔ）機能が受信装置（二
設けられている。上記変動に対して誤りなく動作する範
囲（ダイナミックレンジ）が広い物はど優れた装置であ
る。このためディジタル光伝送方式では、増幅機能を有
する光／電気変換素子を用いた装置Ｃ二おいて、光伝送
方式特有のＡＧＣ方式を用いてダイナミックレンジの拡
大を図っている。
態の変動、温度変化などＣ二伴う伝送特性の変動に対し
ても、識別回路の入力信号振幅を一定とするため（：、
自動利得制御（ａ下ＡＧＣと記Ｔ）機能が受信装置（二
設けられている。上記変動に対して誤りなく動作する範
囲（ダイナミックレンジ）が広い物はど優れた装置であ
る。このためディジタル光伝送方式では、増幅機能を有
する光／電気変換素子を用いた装置Ｃ二おいて、光伝送
方式特有のＡＧＣ方式を用いてダイナミックレンジの拡
大を図っている。
増幅機能をもつ光／電気変換素子としてアバランシ・フ
ォト・ダイオード（ＡＰＤと記す）が知られており、第
６図（二ＡＰＤを用いた従来の光受信装置（−おけるＡ
ＧＣ方式の動作原理を示す。第６図において横軸は受信
した光電力を、縦軸は利得を示し、従来のＡＧＣ方式で
は、受光電力がある基準値ｐ、）ｈ ａ下では破線で示
すよう（二電気信号に変換した信号を増幅する増幅器（
以下単に増幅器と記す°）の利得を固定し、ＡＰＤの増
幅度を受光電力が小さい径大【：変化するＦｕｌｌ −
Ａ Ｇ Ｃ方式と、実線で示すよう≦二受光電力が基準
値Ｐｔｈ以上（−ある範囲ではＡＰＤの増幅度を固定し
く通常増幅度は１である）、増幅器の利得を受光電力が
大きい程小シニ変化する電気ＡＧＣ方式とを併用したＡ
ＧＣ方式が用いられている。このようＣ二電気ＡＧＣＣ
Ｆｕ１１−ＡＧＣを付加すること≦二より全体として１
点鎖線で示すようＣ：受光電力が大幅（−変化しても光
受信装置としての利得を大幅Ｃ二変化でき大きなダイナ
ミックレンジを得ている。ＡＰＤの増幅器１得を１以下
にすることはできないので受光電力が小さい範囲でＡＰ
Ｄの利得を制御していた。
ォト・ダイオード（ＡＰＤと記す）が知られており、第
６図（二ＡＰＤを用いた従来の光受信装置（−おけるＡ
ＧＣ方式の動作原理を示す。第６図において横軸は受信
した光電力を、縦軸は利得を示し、従来のＡＧＣ方式で
は、受光電力がある基準値ｐ、）ｈ ａ下では破線で示
すよう（二電気信号に変換した信号を増幅する増幅器（
以下単に増幅器と記す°）の利得を固定し、ＡＰＤの増
幅度を受光電力が小さい径大【：変化するＦｕｌｌ −
Ａ Ｇ Ｃ方式と、実線で示すよう≦二受光電力が基準
値Ｐｔｈ以上（−ある範囲ではＡＰＤの増幅度を固定し
く通常増幅度は１である）、増幅器の利得を受光電力が
大きい程小シニ変化する電気ＡＧＣ方式とを併用したＡ
ＧＣ方式が用いられている。このようＣ二電気ＡＧＣＣ
Ｆｕ１１−ＡＧＣを付加すること≦二より全体として１
点鎖線で示すようＣ：受光電力が大幅（−変化しても光
受信装置としての利得を大幅Ｃ二変化でき大きなダイナ
ミックレンジを得ている。ＡＰＤの増幅器１得を１以下
にすることはできないので受光電力が小さい範囲でＡＰ
Ｄの利得を制御していた。
「発明が解決しようとする問題点」
Ｆｕｌ ｌ Ａ Ｇ Ｃｆｉｌｌ域では受光電力が小
さくなる（二従ってＡＰＤの増幅度を大きくする必要が
ある。
さくなる（二従ってＡＰＤの増幅度を大きくする必要が
ある。
一方、ＡＰＤＩ−おいては増幅度を大きくするに従って
アバランシ・ビルドアップ・タイムによる帯域劣化が生
じる。つまりアバランシ増゛倍領域−おけるキャリア走
行時間、すなわちキャリアがアバランシ増倍領域を通過
するのに必要な遅れ時間がＡＰＤの増幅度（二比例する
ため増幅度を大きくすると同波数特性の劣化が生じる。
アバランシ・ビルドアップ・タイムによる帯域劣化が生
じる。つまりアバランシ増゛倍領域−おけるキャリア走
行時間、すなわちキャリアがアバランシ増倍領域を通過
するのに必要な遅れ時間がＡＰＤの増幅度（二比例する
ため増幅度を大きくすると同波数特性の劣化が生じる。
このためこのＦｕｌｌ ＡＧＣ方式を高速ディジタル
伝送方式Ｃ二適用ｆる場合、アバランシ・ビルドアップ
・タイム（２起用する帯域劣化により符号量干渉が生じ
眸劣化を引き起こすため、使用できる増幅度が制限され
る。すなわち第７図（−破線で示すようＣＡ ＰＤの増
幅度（二上限が存在することＣ二なり、従来のＡＧＣ方
式では伝送方式の高速化Ｃ：伴い光受信装置の全体の利
得制御は１点鎖線で示すように受光電力の低レベル側が
飽和し、ダイナミックレンジの低下を招く欠点があった
。
伝送方式Ｃ二適用ｆる場合、アバランシ・ビルドアップ
・タイム（２起用する帯域劣化により符号量干渉が生じ
眸劣化を引き起こすため、使用できる増幅度が制限され
る。すなわち第７図（−破線で示すようＣＡ ＰＤの増
幅度（二上限が存在することＣ二なり、従来のＡＧＣ方
式では伝送方式の高速化Ｃ：伴い光受信装置の全体の利
得制御は１点鎖線で示すように受光電力の低レベル側が
飽和し、ダイナミックレンジの低下を招く欠点があった
。
「問題点を解決するための手段」
この発明Ｃ二よれば受光電力が第１の基準値、例えば光
／電気変換素子の増幅度が飽和する程度の値以上から、
第２の基準値、一般には光／電気変換素子の増幅度が１
となる程度の値以下の範囲では光／磁気変換素子の増幅
度が受光電力（二叉比例するように制御され、受光電力
が前記第１の基準値以下、及び前記第２の基準値以上で
は増幅器の利得がそれぞれ受光電力Ｃ；反比例するよう
（二制御される。このよう（−シて低レベルの受光電力
において光／電気変換素子の増幅度を飽和させることな
く、増幅器の利得シーよりＡＣｆσ制御することかで永
、かつ同様（−大レベルの受光電力≦二おいて従来と同
様（二利得制御することができ、高い周波数Ｃ：おいて
も広いダイナミックレンジを得ることができる。なお増
幅器（−より利得制御の時定数と光／電気変換素子の増
幅度の利得制御の時定数とを異ならせて、全体として安
定に動作するようｉ二される。
／電気変換素子の増幅度が飽和する程度の値以上から、
第２の基準値、一般には光／電気変換素子の増幅度が１
となる程度の値以下の範囲では光／磁気変換素子の増幅
度が受光電力（二叉比例するように制御され、受光電力
が前記第１の基準値以下、及び前記第２の基準値以上で
は増幅器の利得がそれぞれ受光電力Ｃ；反比例するよう
（二制御される。このよう（−シて低レベルの受光電力
において光／電気変換素子の増幅度を飽和させることな
く、増幅器の利得シーよりＡＣｆσ制御することかで永
、かつ同様（−大レベルの受光電力≦二おいて従来と同
様（二利得制御することができ、高い周波数Ｃ：おいて
も広いダイナミックレンジを得ることができる。なお増
幅器（−より利得制御の時定数と光／電気変換素子の増
幅度の利得制御の時定数とを異ならせて、全体として安
定に動作するようｉ二される。
「、実施例」
原 理
第１図はこの発明≦二よる自動利得制御方式の動作原理
を示すものである。受光電力が第１の基準値Ｐｔｈｓ、
例えば信号周波数及び光／磁気変換素子の特性などで決
る増幅度が飽和する最小レベル以下では実線で示すよう
Ｃ二元受信装置中°の電気的増幅器（単（−増幅器と記
す）を受光電力（二叉比例して利得を制御する電気Ａ
Ｇ Ｃ（１）とし、光／磁気変換素子は破線で示すよう
Ｃユ最大利得（ＡＰＤ増倍率の上限）とする。受光電力
が第１の基準値Ｐｔｂｔ以上で１．かつ第２の基準値Ｐ
ｔｈｚ、つまり光／電気変換素子の増幅度１以下では増
幅度の利得は実線で示すようζ；一定とし、光／電気変
換素子の増幅度を破線で示すようＣ；受光電力（二叉比
例して変化するＦｕｌｌ ＡＧＣとする。受光電力が
第２の基準値Ｐｔｂｓ＋以上では増幅器の利得を実線で
示すように受光電力Ｃ二叉比例して制御する電気Ａ Ｇ
Ｃ（２）とし、光／電気変換素子の増幅度は破線で示
すように一定Ｃ二する。このよう（二して全体の利得制
御特性は１点鎖線のようζ；なり、広いダイナミックレ
ンジが得られる。
を示すものである。受光電力が第１の基準値Ｐｔｈｓ、
例えば信号周波数及び光／磁気変換素子の特性などで決
る増幅度が飽和する最小レベル以下では実線で示すよう
Ｃ二元受信装置中°の電気的増幅器（単（−増幅器と記
す）を受光電力（二叉比例して利得を制御する電気Ａ
Ｇ Ｃ（１）とし、光／磁気変換素子は破線で示すよう
Ｃユ最大利得（ＡＰＤ増倍率の上限）とする。受光電力
が第１の基準値Ｐｔｂｔ以上で１．かつ第２の基準値Ｐ
ｔｈｚ、つまり光／電気変換素子の増幅度１以下では増
幅度の利得は実線で示すようζ；一定とし、光／電気変
換素子の増幅度を破線で示すようＣ；受光電力（二叉比
例して変化するＦｕｌｌ ＡＧＣとする。受光電力が
第２の基準値Ｐｔｂｓ＋以上では増幅器の利得を実線で
示すように受光電力Ｃ二叉比例して制御する電気Ａ Ｇ
Ｃ（２）とし、光／電気変換素子の増幅度は破線で示
すように一定Ｃ二する。このよう（二して全体の利得制
御特性は１点鎖線のようζ；なり、広いダイナミックレ
ンジが得られる。
第２図はこの発明による光受信装置の自動利得制御方式
の実施例を示す。光信号入力端子１１より受信された光
信号は光／電気変換素子（０／Ｅ）１２で電気信号Ｃ変
換され、その電気信号は前置増幅器１３、可変利得増幅
器１４，１５、更（二装置増幅器１６で順次増幅されて
識別回路１７へ供給され、その識別出力信号は出力端子
１８へ出力される。後置増幅器１６の出力はピーク検出
回路１９へ分岐供給され、その検波出力はＡＧＣ切替回
路２１へ供給される。ＡＧＣ切替回路２１から利得制御
端子２２．２３を通じて利得制御が可変利得増幅器１４
．１５に利得制御信号として供給され、またＤＣ／ＤＣ
コンバータ２４を通じ、更に増幅度制御端子２５を通じ
て光／電気変換素子１２Ｃ：増幅度制御信号を供給する
。ＡＧＣ切替回路２１ｉ二はそれぞれ切替点入力端子２
６．２７を通じて電気ＡＧＣとＦｕｌｌ ＡＧＣとの
切替え基準値が与えられる。
の実施例を示す。光信号入力端子１１より受信された光
信号は光／電気変換素子（０／Ｅ）１２で電気信号Ｃ変
換され、その電気信号は前置増幅器１３、可変利得増幅
器１４，１５、更（二装置増幅器１６で順次増幅されて
識別回路１７へ供給され、その識別出力信号は出力端子
１８へ出力される。後置増幅器１６の出力はピーク検出
回路１９へ分岐供給され、その検波出力はＡＧＣ切替回
路２１へ供給される。ＡＧＣ切替回路２１から利得制御
端子２２．２３を通じて利得制御が可変利得増幅器１４
．１５に利得制御信号として供給され、またＤＣ／ＤＣ
コンバータ２４を通じ、更に増幅度制御端子２５を通じ
て光／電気変換素子１２Ｃ：増幅度制御信号を供給する
。ＡＧＣ切替回路２１ｉ二はそれぞれ切替点入力端子２
６．２７を通じて電気ＡＧＣとＦｕｌｌ ＡＧＣとの
切替え基準値が与えられる。
この光受信装置は光／電気変換により得られた電気信号
は増幅され、識別回路１７（：よってディジタル信号″
Ｏ″＋、ａ１”の判定がなされる。この場合その識別動
作が安定Ｃ二行えるようＣ；増幅後の信号振幅のピーク
検出を行い、その出力Ｃ二より増幅器１４．１５の利得
、または光／電気変換素子１２の増幅度を変えることに
より、゛識別回路１７の入力信号振幅が一定（二される
。
は増幅され、識別回路１７（：よってディジタル信号″
Ｏ″＋、ａ１”の判定がなされる。この場合その識別動
作が安定Ｃ二行えるようＣ；増幅後の信号振幅のピーク
検出を行い、その出力Ｃ二より増幅器１４．１５の利得
、または光／電気変換素子１２の増幅度を変えることに
より、゛識別回路１７の入力信号振幅が一定（二される
。
受光電力をＰｉｎ、電気ＡＧＣとＦｕｌｌ−ＡＧＣとの
切替点をＰｔｈｔ ｔ Ｐｔｈ２（Ｐｔｈｔ ＜ Ｐｔ
ｈ２）とした場合、この実施例では（ａ）Ｐｉｎ≧Ｐｔ
ｈｚでは、可変利１得増幅器１４または１５のいずれか
一方のみの利得を端子２２または２３Ｔ＝印加される制
御信号Ｃ二より変え、地方の利得を最小値ζ；固定し、
かつ光／電気変換素子１２の増幅度を下限値ＧＩＣ固定
する。第１図における電気ＡＧＣ（２）の範囲。
切替点をＰｔｈｔ ｔ Ｐｔｈ２（Ｐｔｈｔ ＜ Ｐｔ
ｈ２）とした場合、この実施例では（ａ）Ｐｉｎ≧Ｐｔ
ｈｚでは、可変利１得増幅器１４または１５のいずれか
一方のみの利得を端子２２または２３Ｔ＝印加される制
御信号Ｃ二より変え、地方の利得を最小値ζ；固定し、
かつ光／電気変換素子１２の増幅度を下限値ＧＩＣ固定
する。第１図における電気ＡＧＣ（２）の範囲。
（ｂ）Ｐｔｈｌ≦Ｐｉｎ ＜ Ｐｔｈｚでは前記（ａ）
項で動作した可変利得増幅器１４または１５の利得を最
大値Ｃ：、もう一方の増幅器１５または１４の利得を最
小値（＝固定し、光／電気変換素子１２の増幅度を端子
２４に印加され今制御信号叫Ｉより変える。第１図（−
おけるＦｕｌｌ Ａ Ｇ Ｃの範囲。ＤＣ／ＤＣコン
ノ（−夕２４は光／電気変換素子１２（二対する制御信
号が増幅器１４または１５（二対する制御信号よりずっ
と大きく、その大きい制御信号を得るためである。
項で動作した可変利得増幅器１４または１５の利得を最
大値Ｃ：、もう一方の増幅器１５または１４の利得を最
小値（＝固定し、光／電気変換素子１２の増幅度を端子
２４に印加され今制御信号叫Ｉより変える。第１図（−
おけるＦｕｌｌ Ａ Ｇ Ｃの範囲。ＤＣ／ＤＣコン
ノ（−夕２４は光／電気変換素子１２（二対する制御信
号が増幅器１４または１５（二対する制御信号よりずっ
と大きく、その大きい制御信号を得るためである。
（Ｃ） Ｐｉｎ＜ Ｐｔｈ、では、光／電気変換素子１
２の増幅度は上限値Ｇ２に、また前記（ａ）項で動作し
た可変利得増幅器１４または１５の利得は最大値にそれ
ぞれ固定し、もう一方の可変利得増幅器１５または１４
の利得を端子２３または２２に印加される制御信号によ
り変える。第１図における電気ＡＧＣ（１）の範囲。
２の増幅度は上限値Ｇ２に、また前記（ａ）項で動作し
た可変利得増幅器１４または１５の利得は最大値にそれ
ぞれ固定し、もう一方の可変利得増幅器１５または１４
の利得を端子２３または２２に印加される制御信号によ
り変える。第１図における電気ＡＧＣ（１）の範囲。
このようＣ二ＡＧＣ切替回路２１Ｃ；おいて制御端子２
６．２７及び２５（−印加される利得制御信号を切替え
ることにより、第１図に示したＡＧＣ方式を実現できる
。切替え点Ｐｔｈｔ ｆ Ｐｔｈｚは第２図（二おける
端子２６．２７＋ユ印加される制御信号（−より調整で
きる。ＡＧＣ切替回路２１（：は例えば二つの比較器が
設けられ、これら比較器Ｃ二それぞれ端子２６．２７の
基準値Ｐｔｈｔ ｍ Ｐｔｈ２が基準信号として与えら
れ、それぞれピーク検出回路１９の出力と比較され、Ｐ
ｉｎ≧Ｐｔｈｚが検出されると、その出力でアナログス
イッチが制御され、そのアナログスイッチを通じてピー
ク検出回路１９の出力が端子２２（＝与えられ、Ｐｔｈ
ｔ≦Ｐｉｎ ＜ Ｐｔｈｇが検出されると、その出力で
池のアナゴブスイッチが制御され、そのアナログスイッ
チを通じてピーク検出回路１９の出力がＤＣ／ＤＣコン
バータ２４へ供給され、かつ増幅器１４の利得は最大と
され、更Ｃ′−Ｐｉｎ ＜ Ｐｔｈｌが検出されると、
更（：池のアナログスイッチがオンとされ、これを通じ
てピーク検出回路１９の出力が端子２３へ供給され、か
つ光／電気変換素子１２の利得、可変利得増幅器１４の
各利得は最大Ｃ：作持される。
６．２７及び２５（−印加される利得制御信号を切替え
ることにより、第１図に示したＡＧＣ方式を実現できる
。切替え点Ｐｔｈｔ ｆ Ｐｔｈｚは第２図（二おける
端子２６．２７＋ユ印加される制御信号（−より調整で
きる。ＡＧＣ切替回路２１（：は例えば二つの比較器が
設けられ、これら比較器Ｃ二それぞれ端子２６．２７の
基準値Ｐｔｈｔ ｍ Ｐｔｈ２が基準信号として与えら
れ、それぞれピーク検出回路１９の出力と比較され、Ｐ
ｉｎ≧Ｐｔｈｚが検出されると、その出力でアナログス
イッチが制御され、そのアナログスイッチを通じてピー
ク検出回路１９の出力が端子２２（＝与えられ、Ｐｔｈ
ｔ≦Ｐｉｎ ＜ Ｐｔｈｇが検出されると、その出力で
池のアナゴブスイッチが制御され、そのアナログスイッ
チを通じてピーク検出回路１９の出力がＤＣ／ＤＣコン
バータ２４へ供給され、かつ増幅器１４の利得は最大と
され、更Ｃ′−Ｐｉｎ ＜ Ｐｔｈｌが検出されると、
更（：池のアナログスイッチがオンとされ、これを通じ
てピーク検出回路１９の出力が端子２３へ供給され、か
つ光／電気変換素子１２の利得、可変利得増幅器１４の
各利得は最大Ｃ：作持される。
ＤＣ／ＤＣコンバータ２４はＡＧＣ切替回路２１からの
制御信号を光／電気変換素子１２Ｃ：対し十分な制御を
行うことができるようにレベル変換するためのものであ
る。ＡＰＤの場合、バイアス電圧（二よって増幅度が変
わり、一般に数十〜数百ポルト程度の大きなバイアス電
圧が必要となる。
制御信号を光／電気変換素子１２Ｃ：対し十分な制御を
行うことができるようにレベル変換するためのものであ
る。ＡＰＤの場合、バイアス電圧（二よって増幅度が変
わり、一般に数十〜数百ポルト程度の大きなバイアス電
圧が必要となる。
第３図はこの発明による自動利得制御方式の池の実施例
を示し、第２図と対応する部分（−同一符号を付けであ
る。第１図Ｃ二おける電気Ａ Ｇ Ｃ（２）及び電気Ａ
Ｇ Ｃ（１）の動作をそれぞれ可変利得増幅器１４及
び１５１；より行うとすると増幅器１４の出力をピーク
検出回路２８でピーク検出し、その出力をＡＧＣ＃ＪＪ
替回路２１ａに入力して端子２６の基準値と比較し、第
１図Ｃ二おける電気Ａ Ｇ Ｃ（２）及びＦｕｌｌ
ＡＧＣの範囲では可変利得増幅器１４の出力電圧が一定
となるようＣ二動作−ｒる。この時、可変利得増幅器１
５の電圧利得は最小値Ｃ二固定される。受光電力Ｐｉｎ
が低下し、光／電気変換素子１２の増幅度が上限値（二
連すると、ＡＧＣ切替回路２１ａからＡＧＣ切替回路２
１ｂの制御信号入力端子２９に切替制御信号が送られ、
可変利得増幅器１５の電圧利得を変えること（二より、
第１図（二示す電気Ａ Ｇ Ｃ（１）の動作を実現でき
ることがわかる。電気ＡＧＣとＦｕｌｌ−ＡＧＣとの切
替点及びＡＧＣ切替回路からの制御信号の極性を変えて
可変利得増幅器１４及び１５の動作範囲を交換しても同
様の効果が得られるのは明らかである。
を示し、第２図と対応する部分（−同一符号を付けであ
る。第１図Ｃ二おける電気Ａ Ｇ Ｃ（２）及び電気Ａ
Ｇ Ｃ（１）の動作をそれぞれ可変利得増幅器１４及
び１５１；より行うとすると増幅器１４の出力をピーク
検出回路２８でピーク検出し、その出力をＡＧＣ＃ＪＪ
替回路２１ａに入力して端子２６の基準値と比較し、第
１図Ｃ二おける電気Ａ Ｇ Ｃ（２）及びＦｕｌｌ
ＡＧＣの範囲では可変利得増幅器１４の出力電圧が一定
となるようＣ二動作−ｒる。この時、可変利得増幅器１
５の電圧利得は最小値Ｃ二固定される。受光電力Ｐｉｎ
が低下し、光／電気変換素子１２の増幅度が上限値（二
連すると、ＡＧＣ切替回路２１ａからＡＧＣ切替回路２
１ｂの制御信号入力端子２９に切替制御信号が送られ、
可変利得増幅器１５の電圧利得を変えること（二より、
第１図（二示す電気Ａ Ｇ Ｃ（１）の動作を実現でき
ることがわかる。電気ＡＧＣとＦｕｌｌ−ＡＧＣとの切
替点及びＡＧＣ切替回路からの制御信号の極性を変えて
可変利得増幅器１４及び１５の動作範囲を交換しても同
様の効果が得られるのは明らかである。
第４図は第３図における二つのピーク検出回路２８を後
置増幅器１６の出力側（二接続した場合の実施例であり
、第３図の場合と同様の効果が得られることは明らかで
ある。第５図は第４図の実施例においてＡＧＣ切替回路
２１ａＦ２・１ｂからの可変利得増幅器１４．１５（Ｚ
対する利得制御を交換した場合であり、第４図の場合と
同様の効果が得られる。第４図及び第５図の実施例でピ
ーク検出回路２８を省略してピーク検出回路１９の出力
をＡＧＣ切替回路２１３．２１ｂの両者へ供給してもよ
い。
置増幅器１６の出力側（二接続した場合の実施例であり
、第３図の場合と同様の効果が得られることは明らかで
ある。第５図は第４図の実施例においてＡＧＣ切替回路
２１ａＦ２・１ｂからの可変利得増幅器１４．１５（Ｚ
対する利得制御を交換した場合であり、第４図の場合と
同様の効果が得られる。第４図及び第５図の実施例でピ
ーク検出回路２８を省略してピーク検出回路１９の出力
をＡＧＣ切替回路２１３．２１ｂの両者へ供給してもよ
い。
また上記の各実施例（；おいて電気ＡＧＣを構成する負
帰還ループの時定数とＦ鱈１−ＡＧＣを構成する負帰還
ループの時定数とＣ：差を設けることにより、電気ＡＧ
ＣとＦｕＨ−Ａ Ｇ Ｃとの切替点においても、必ず時
定数の小さい方が先（；動作して、同時（ユニつのＡＧ
Ｃ動作が生じて動作が不安定になるようなことを避ける
。一般（−はＦｕｌｌ ＡＧＣを構成する負帰還ルー
プを二はＤＣ／ＤＣコンバータ２４が含まれるため、こ
の負帰還ループより電気ＡＧＣを構成する負帰還ループ
の時定数を小さくするのが容易である。
帰還ループの時定数とＦ鱈１−ＡＧＣを構成する負帰還
ループの時定数とＣ：差を設けることにより、電気ＡＧ
ＣとＦｕＨ−Ａ Ｇ Ｃとの切替点においても、必ず時
定数の小さい方が先（；動作して、同時（ユニつのＡＧ
Ｃ動作が生じて動作が不安定になるようなことを避ける
。一般（−はＦｕｌｌ ＡＧＣを構成する負帰還ルー
プを二はＤＣ／ＤＣコンバータ２４が含まれるため、こ
の負帰還ループより電気ＡＧＣを構成する負帰還ループ
の時定数を小さくするのが容易である。
「発明の効果」
以上説明したよう（−この発明（二よる自動利得制御方
式Ｃ二よれば、Ｆｕｌｌ −Ａ Ｇ Ｃｍ域（二上限が
ある場合に対しても十分なダイナミックレンジを確保す
ることができる利点がある。また第１図（二おける電気
Ａ Ｇ Ｃ（１）の動作を行う可変利得増幅器の利得を
固定すること（二より、従来のＡＧＣ方式と同様な動作
も実現できる利点がある。
式Ｃ二よれば、Ｆｕｌｌ −Ａ Ｇ Ｃｍ域（二上限が
ある場合に対しても十分なダイナミックレンジを確保す
ることができる利点がある。また第１図（二おける電気
Ａ Ｇ Ｃ（１）の動作を行う可変利得増幅器の利得を
固定すること（二より、従来のＡＧＣ方式と同様な動作
も実現できる利点がある。
第１図はこの発明（二よるＡＧＣ方式の動作原理を示す
利得特性図、第２図乃至第５図はそれぞれこの発明（二
よるＡＧＣ方式を示すブロック図、第６図は従来のＡＧ
Ｃ方式の動作原理を示す利得特性図、第７図１まＦｕｌ
ｌ −Ａ Ｇ Ｃ動作領域に上限がある場合の従来のＡ
ＧＣ方式の動作原理を示す利得特性図である。 １１：光信号入力端子、１２：光／電気変換素子、１３
：前置増幅器、１４，１５：可変利得増幅器、１６：後
置増幅器、１７：識別回路、１８：識別信号出力端子、
１９．２８：ピーク検出回路、２１，２１３，２１ｂ：
ＡＧＣ切替回路、２２ 、２３ ：可変利得増幅器の利
得制御端子、２４ ： ＤＣ／ＤＣコンバータ、２５：
光／電気変換素子の増幅度割面端子、２６，２７゜２９
：電気Ａ Ｇ Ｃ／ Ｆｕｌｌ −Ａ Ｇ Ｃ切替点制
御端子。 特許出願人 日本電信電話公社 代 理 人 草 野 卓；７７１
因 か ２ 図 オ ４ 図 ７５ 図 オ６ 図
利得特性図、第２図乃至第５図はそれぞれこの発明（二
よるＡＧＣ方式を示すブロック図、第６図は従来のＡＧ
Ｃ方式の動作原理を示す利得特性図、第７図１まＦｕｌ
ｌ −Ａ Ｇ Ｃ動作領域に上限がある場合の従来のＡ
ＧＣ方式の動作原理を示す利得特性図である。 １１：光信号入力端子、１２：光／電気変換素子、１３
：前置増幅器、１４，１５：可変利得増幅器、１６：後
置増幅器、１７：識別回路、１８：識別信号出力端子、
１９．２８：ピーク検出回路、２１，２１３，２１ｂ：
ＡＧＣ切替回路、２２ 、２３ ：可変利得増幅器の利
得制御端子、２４ ： ＤＣ／ＤＣコンバータ、２５：
光／電気変換素子の増幅度割面端子、２６，２７゜２９
：電気Ａ Ｇ Ｃ／ Ｆｕｌｌ −Ａ Ｇ Ｃ切替点制
御端子。 特許出願人 日本電信電話公社 代 理 人 草 野 卓；７７１
因 か ２ 図 オ ４ 図 ７５ 図 オ６ 図
Claims (1)
- （１）増幅機能を有する光／電気変換素子を用いたディ
ジタル光受信装置において、受光電力が第１の基準値以
上または第２の基準値以下において上記光受信装置中の
増幅器の利得を受光電力に反比例するよう制御し、受光
電力が上記第１の基準以上かつ上記第２の基準値以下の
範囲において上記光／電気変換素子の増幅度を受光電力
に反比例するように変えることを特徴とする光受信装置
の自動利得制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60019397A JPS61177832A (ja) | 1985-02-04 | 1985-02-04 | 光受信装置の自動利得制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60019397A JPS61177832A (ja) | 1985-02-04 | 1985-02-04 | 光受信装置の自動利得制御方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61177832A true JPS61177832A (ja) | 1986-08-09 |
Family
ID=11998139
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60019397A Pending JPS61177832A (ja) | 1985-02-04 | 1985-02-04 | 光受信装置の自動利得制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61177832A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6373723A (ja) * | 1986-09-16 | 1988-04-04 | Nec Corp | 光受信回路 |
| JPS63178633A (ja) * | 1987-01-20 | 1988-07-22 | Toshiba Corp | 光受信ａｇｃ装置 |
| JPH01117512A (ja) * | 1987-10-30 | 1989-05-10 | Fujitsu Ltd | Ａｇｃ制御方式 |
| US5138476A (en) * | 1989-03-28 | 1992-08-11 | Nec Corporation | Polarization deversity heterodyne receiver of a baseband combining type in which i.e. signals are adjusted by negative feedback from a device output signal |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5711548A (en) * | 1980-06-25 | 1982-01-21 | Fujitsu Ltd | Optical receiving circuit |
-
1985
- 1985-02-04 JP JP60019397A patent/JPS61177832A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5711548A (en) * | 1980-06-25 | 1982-01-21 | Fujitsu Ltd | Optical receiving circuit |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6373723A (ja) * | 1986-09-16 | 1988-04-04 | Nec Corp | 光受信回路 |
| JPS63178633A (ja) * | 1987-01-20 | 1988-07-22 | Toshiba Corp | 光受信ａｇｃ装置 |
| JPH01117512A (ja) * | 1987-10-30 | 1989-05-10 | Fujitsu Ltd | Ａｇｃ制御方式 |
| US5138476A (en) * | 1989-03-28 | 1992-08-11 | Nec Corporation | Polarization deversity heterodyne receiver of a baseband combining type in which i.e. signals are adjusted by negative feedback from a device output signal |
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