JPS6115532A - 電圧形インバ−タの並列運転制御方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の属する技術分野〕 この発明は自己消弧形スイッチング素子で構成される電
圧形インバータを並列運転するときの並列運転制御方式
に関する。

〔従来技術とその問題点〕

複数の電圧形インバータを並列運転させるとき、各イン
バータ間に流れる横流電流を抑制するために、主回路に
リアクトルを挿入する方法がよく用いられる。

第５図はインバータの交流出力回路にリアクトルを挿入
して横流電流を抑制しようとする従来例を示す回路図で
あって、第５図０）はインバータ毎に別個のりアクドル
を挿入する場合であり、直流電源１からの直流電力を２
組の電圧形インバータ２と３によシ交流電力に変換し、
このインバータ２と３の交流出力はそれぞれリアクトル
５と６を介して並列に接続されたのち負荷４に電力を供
給し、両インバータ２と３の間を流れる横流電流はりア
クドル５と６のインダクタンスによシ抑制しようとする
ものである０また第５図（ロ）は各インバータの出力を
結合リアクトルを介して負荷に供給するようなされたも
のであシ、直流電流１からの直流電力を受ける２組の電
圧形インバータ２と３の出力は結合リアクトル７を介し
て並列接続されたのち負荷４に交流電力を供給するよう
になっており、両インバータ２と３との間に電圧差や位
相差による横流電流が流れるときのみこの結合リアクト
ル７がインダクタンスとして作用することによシ横流電
流を抑制しようとするものである。

第６図はインバータの直流入力回路にリアクトルを挿入
して横流電流を抑制しようとする従来例を示す回路図で
あシ「特公昭５５−１２８１９Ｊ公報に記載のものであ
って、直流電源ｌからの直流電力はそれぞれ結合リアク
トル８と９を介して電圧形インバータ２と３に供給され
、この電圧形インバータ２と３は並列運転によ多負荷４
に交流電力を供給する。

上述の第５図と第６図に示す従来例はいずれも主回路に
挿入されるインダクタンスによって並列運転しているイ
ンバータ間を流れる横流電流を抑制しようとするもので
あって、これらインバータを構成するスイッチング素子
の特性の差によってスイッチング時間の差特にターンオ
フ時のスイッチング時間差で一方のスイッチング素子に
電流が集中しようとする場合に、その電流上昇すなわち
検流電流の増加を抑制する過渡的な動作には効果があっ
ても、スイッチング素子や、このスイッチング素子に逆
並列接続されている還流ダイオードの電流−電圧特性す
なわちオン電圧特性のばらつきによる定常的な電流不平
衡に対しては大きな効果は得られず、また常時一定量の
直流電流とみなせる横流電流が存在するときは、主回路
に挿入されているリアクトルが偏磁され、前述の過渡状
態における動作時にもインダクタンスとして作用しなく
なる危険をはらんでおシ、これを防ぐためにトルの重量
・コストが上昇するなどの欠点もあわせて有する。

そこで上述の主回路リアクトル挿入方法ではなく、イン
バータ回路の制御により横流電流を抑制しようとする従
来例として「特公昭５７−２９９５２Ｊ公報がある。こ
れは制御整流器を直流電源とし、この直流電源に接続さ
れるインバータとでなるインバータ装置を複数設けてイ
ンバータの交流出力側を並列接続して並列運転させるも
のであって、共通の発振器によシ各インバータ出力電圧
の基本波位相を一致させ、出力電圧差は電圧検出器によ
って検出して制御整流器の出力直流電圧を制御すること
により横流電流を零にするように動作させようとするも
のである。この種の方法は整流器とインバータとの間の
いわゆる直流中間回路の電圧を調整する方法であるから
、平均的には横流電流は打消されるが、素子のスイッチ
ングにかかわる過渡的な電流不平衡を補償する作用はな
いので、そのためにはやけシ主回路にリアクトルを挿入
する必要があるし、さらに直流中間回路電圧を調整する
ために整流器にはサイリスタなどを使用しなければなら
ず、回路が複雑になりコストも上昇するという欠点を有
する。

〔発明の目的〕

この発明は、自己消弧形スイッチング素子で構成される
電圧形インバータを並列運転するものにおいて、主回路
に挿入するりアクドルを省略あるいはごく小容蓋のもの
とし、定常的にも過渡的にも電流の不平衡を制御によシ
補償するようにして、コスト低減と小形軽量化ならびに
信頼性向上を図ることができる電圧形インバータの並列
運転制御方式を提供することを目的□とする。

〔発明の要点〕

この発明は、並列運転をしている自己消弧形スイッチン
グ素子で構成されている複数の電圧形インバータの間を
流れる横流電流を直接あるいは間接的に検出し、これに
よシ前記複数インバータの中の特定インバータのターン
オフおよびターンオンパルスを移相して、前記スイッチ
ング素子がスイッチング動作する直前の横流電流の残留
量を零にするとともに、この横流電流をスイッチング素
子通流時の横流電流と、還流ダイオード通流時の横流電
流とに分離し、それぞれの横流電流の平均値を零にする
ような調節動作をする調節器の出力で上述のパルス移相
量を補正したものを最終のオンパルス移相指令またはオ
フパルス移相指令とすることによって各インバータ間を
流れる横流電流の絶対値を小さくするとともに横流電流
の直流成分をキャンセルさせようとするものである。

〔発明の実施例〕

第１図は本発明の実施例を示す制御ブロック図であって
、自己消弧形スイッチング素子としてゲートターンオフ
サイリスタ（以下ではＧＴＯサイリスタと略記する）を
使用した中性点式の単相電圧形インバータを２台並列運
転する場合を示している０ 第１図において中性点式の単相電圧形インバータである
１号インバータ１０は自己消弧形スイッチング素子とし
てのＧＴＯサイリスタＩＩＧ、１２Ｇと、それぞれのＧ
ＴＯテイリスタに逆並列接続されている還流ダイオード
ＩＩＤ、１２Ｄとで構成されてお９、同様に２号インバ
ータ２０もＧＴＯサイリスタ２１Ｇ２２Ｇと、これに逆
並列接続されている還流ダイオード２１Ｄ　、　２２Ｄ
とで構成されている。直列接続されている直流電源１６
と１７に対して上述の１号インバータ１０と２号インバ
ータ２０の直流側を並列に接続し、両インバータ１０と
２０の交流側はそれぞれリアクトル１３と２３を介して
並列に接続すれば、負荷１８にはこの両インバータ１０
と２０から交流電力が供給されることになる。

１号インバータ１０の出力電流工□は電流検出器１４に
よシ、マた２号インバータ２０の出力電流工２は電流検
出器２４によシ検出されてそれぞれ加算器３１と３２に
与えられる。加算器３１は両入力電流信号■１と工２の
差分から横流電流ΔＩを検出する加算器であって、この
出力信号Δ■は極性統一回路３４に与えられる。また加
算器３２は両入力電流信号工１と工。から負荷電施工を
検出する加算器であシ、この負荷電流信号工は極性判別
器３３に入力され、ここから出力される極性信号Ｐは前
述の極性統一回路３４と、横流電流分離回路３５に与え
られる。極性統一回路３４は入力される横流電流信号Δ
工と極性信号Ｐによシ極性が統一された横流電流信号Δ
ｉを第１調節器４１と横流電流分離回路３５とに与え、
この横流電流分離回路３５は入力される横流電流信号Δ
ｉを共通パルス発振・分配器５１からの共通点消弧パル
ス信号ｇｉ　、　９２と前述の極性信号Ｐとによｊｌ）
　ＧＴＯサイリスタ通流時の横流電流すなわち素子通流
時横流電流Δｉａと、還流ダイオード通流時の横流電流
すなわちダイオード通流時横流電流Δｉｂとに分離し、
素子通流時横流電流Δｉａは第２調節器に、またダイオ
ード通流時横流電流Δｉｂは第３調節器に入力させる。

第１調節器４１の出力Δｔ４Ｉは第２調節器４２の出力
Δｔ；とともにオンパルス移相指令補正回路４４に入力
され、ここから出力されるオンパルス移相指令信号ΔＴ
ａはオンパルス移相器１１Ｘと１２Ｘに与えられるとと
もに反転増幅器２１ＸＮ、２２ＸＮを経てオンパルス移
相器２１Ｘと２２Ｘに与えられる。同様にして第１調節
器４１の出力Δｔ″と第３調節器４３の出力ΔｔＨとは
オフパルス移相指令補正回路４５に入力されてここから
出力されるオフパルス移相指令信号ΔＴｂはオフパルス
移相器１１Ｙと１２Ｙならびに反転増幅器２１　ＹＮと
２２ＹＮを経てオフパルス移相器２１Ｙと２２Ｙとに与
えられる。共通パルス発振・分配器５１から出力される
共通点消弧パルス９１はオフパルス移相器１１Ｙとオン
パルス移相器１１Ｘによシ移相されたパルス信号ｇ１１
となシ、これはゲート駆動回路ｌＩＰを経て１号インバ
ータ１０のＧＴＯサイリスタＩＩＧのゲートに与えられ
るとともにオフパルス移相器１２Ｙとオンパルス移相器
１２Ｘによシ移送されたパルス信号ｇ１２となシ、ゲー
ト駆動回路１２Ｐｔ−経てＧＴＯインバータ１２Ｇのゲ
ートに与えられる。同様に共通パルス発振・分配器５１
からの共通パルス信号ｇ２はオフパルス移相器２１Ｙと
オンパルス移相器２１Ｘとゲート駆動回路２１Ｐを経て
ＧＴＯサイリスタ２１Ｇに与えられるとともにオフパル
ス移相器２２Ｙとオンパルス移相器２２Ｘとゲート駆動
回路２２Ｐを経てＧＴＯサイリスタ２２Ｇに与えられる
ようになっている。なお５２は周波数設定器である。

上述の第１図に示す実施例の回路において電流検出器１
４が検出する１号インバータ１０の出力電流工１と電流
検出器２４が検出する２号インバータ２０の出力電流工
２から加算器３１．３２を介して負荷電流工と横流電流
Δ■を間接的に検出する方法ではなく、直接この工とΔ
Ｉとを検出できる検出器を設ければ前述の加算器３１と
３２は不要となるし、反転増幅器の機能が内蔵されてａ
るオンパルス移相器２１Ｘ、２２Ｘと、同様機能が内蔵
されているオフパルス移相器２１Ｙ、２２Ｙを使用すれ
ば、反転増幅器２１ＸＮ、２２ＸＮ、２１ＹＮ、２２Ｙ
Ｎは省略で叛る。さらにオンパルス移相器とオフパルス
移相２を直列接続する代シにオン・オフ両パルスを移η
できる機能を有する移相器を使用するとともできる。

第２図は第１図に示す実施例での制御動作を示す動作波
形図であって、この第２図によシ以下に本発明の実施例
の動作を説明する。

第２図０）は１号インバータ１０の出力電流工、を実線
で、２号インバータ２０の出力電流Ｉ２を１点鎖線で示
しており、第２図←）は極性判別器３３から出力される
Ｐなる極性信号、第２図（うは加算器３１から出力され
′る横流電流信号ΔＩ、第２図に）は極性統一回路３４
から出力される横流信号Δ１１第１図２ホ）、（へ）は
共通パルス発振・分配器５１から出力される共通パルス
信号、９１とＩ２）第２図（ト）は横流電流分離回路３
５から出力される素子通流時機流電原信号Δｌａ、第２
図（イ）は同回路３５からのダイオード通流時横流電流
信号Δｉｂを示している。両インバータの出力電流信号
１１と１２は加算器３１に入力されてΔＩ＝Ｉ□＋（−
Ｉ２）の演算が行なわれてノエが求められて（第２図０
）ｅ→参照）、極性信号とともに極性統一回路３４に入
力されるが、その出力であるＩ１はＩｌの絶対値と工２
の絶対値の差分として得られ（第２図に）参照）、さら
にこのＩ１は横流電流分離回路３５によシΔｉａとΔｉ
ｂに分離される（第２図（ト）（イ）参照）０このよう
にして得られるΔｉ。

Δ１ａ、Δｔｂなる６稲の横流電流信号はそれぞれ第１
゜第２．第３調節器４１，４２．４３に入力されるよう
になっている。

第３図は本発明における第１調節器４１の調節器４１の
調節動作を示す動作波形図であって、第３図０）は１号
インバータ出力電流Ｉｌが実線で、２号インバータ出力
電流信号Ｉ２が１点鎖線で示され、第２図（ロ）は極性
統一回路３４から出力される横流電流信号Δ１１第１図
３→祉第１調節器４１の出力信号であるところのパルス
移相指令Δｔ″、第３図に）は横流電流補償量、第３図
（ホ）はＧＴＯサイリスタがスイッチング時間差で発生
する横流電流、第３図（へ）は共通パルス発振・分配器
５１から出力される共通パルスｇ１、第３図（ト）は１
号インバータ１０に与えるパルスｇ１１、第３図に）は
２号インバータ２０に与えるパルスｐ２１を示している
が、説明を簡単、にするために第２調節器４２と第３調
節器４３紘動作しないものとする。

いま時刻１＝１１において両インバータの正極側ＧＴＯ
サイリスタＩＩＧと２１Ｇとをターンオフしようとする
直前にΔ工。なる値の横流電流が存在しているとき（第
３図（イ）（ロ）参照）、第１調節器４１はこれを打消
すようなオフパルス移相指令Δｔ”　ＯＦＦを出力しく
第３図（ハ）参照）、これによシ上述のΔ工。

なる値の横流電流とは逆極性で同じ値の横流電流補償量
Δｌ０ＯＦＦを発生させて（第３図に）参照）、先のス
イッチング直訂における横流残留量ΔＩＯを完全に打消
す０このときにＧＴＯサイリスタのターンオフ時間に差
があれば、ターンオフ直後に新たな横流電流Δ■１を生
ずる（第３図０）（ロ）参照）。この後両インバータ出
力電流工１と工２は還流ダイオードを流れ、これら還流
ダイオードのオン電圧特性（すなわち電流−電圧特性）
の差に起因して時刻１　＝　１２のターンオン直前にお
ける横流電流の値はΔＩＩＯとなる。時刻ｔ＝ｔ２にお
けるこの横流電流Δ工、。を打消すために第１調節器４
１線Δｔ“ＯＮなるオンパルス移相指令を出力し、横流
電流Δ工、。とけ逆極性で同じ値の横流電流補償量ΔＩ
”ＯＮを発生させてこのΔ工１゜を打消させる。

これは前述のターンオフ時の動作と同じであるが、ＧＴ
Ｏサイリスタのターンオン時間に差がなく、ターンオン
時間差にもとづく横流ΔＩ　ＯＮは零であるとすると、
この第３図に示すように時刻１　＝　１２以降における
両インバータ出力電流工、と工２とは一致する。この様
に第１調節器４１の動作によ、！りＧ’ＩＯサイリスタ
のスイッチング時間差およびＧＴＯサイリスタと還流ダ
イオードのオン電圧特性の差によシ生ずる横流電流は次
のスイッチング時までの期間で解消されるので、あるス
イッチング動作時に発生した横流電流が解消されること
なく蓄積して次々と重畳されるおそれはない。換言すれ
ば、あるスイッチングとその次のスイッチングとの間の
横流電流は、はじめのスイッチング時におけるＧＴＯサ
イリスタ自身のスイッチング時間差ならびにその期間通
流している半導体素子（すなわちＧＴＯサイリスタまた
は還流ダイオード）のオン電圧特性とを原因とする横流
電流のみに限定するものである。

第４図は本発明における第２調節器４２と第３調節器４
３の調節動作を示す動作波形図であって、第４図（イ）
は１号インバータ出力電流工１を実線で、２号インバー
タ出力電流工２を１点鎖線で示し、第４図（ロ）は素子
通流時横流電流Δｉａであって第２図（υと同じ波形で
あシ、第４図（ハ）はダイ芽−ド通流時横流電流Δ１ｂ
であって第２図（４）と同じ波形を示している。第４図
に）は第２調節器４２を動作させないときの素子通流時
横流電流ΔｉａＯを示し、第４図に）は第３調節器４３
を動作させないときのダイオード通゛流時横流電流Δｉ
ｂｏを示している。　　−第１調節器４１によシ横流電
流の残留値の影響は既に補償されていることは上述の第
３図で説明済みであるが、第２調節器４２によシ素子通
流時横流電流Δｉａの平均値が零になるようにするとい
うことは第４図（ロ）において（Ｓ１＋８３−８５＋Ｓ
７−８９＋５１１）→０となるようにオンパルス移相補
正量Δ叱を出力し、これをオンパルス移相指令補正回路
４４に入力させてオンとオフに共通のパルス移相量Δｔ
４Ｉを補正してオンパルス移相指令ΔＴａとする０この
結果ＧＴＯサイリスタ通流時の横流電流Δｉａの直流成
分はキャンセルされる。

同様に第３調節器４３はダイオード通流時横流電流Δ１
ｂの平均値を零にするようにオフパルス移相補正量Δｔ
ｇを出力し、オフパルス移相指令補正回路４５はこれに
もとづいてオフパルス移相指令ΔＴｂを出力する。

第４図に）（ホ）はその状況を示すものであって、この
に）に）に記載の８１〜Ｓ１２は斜線部の面積を示して
いる。それ故オンパルス移相補正量Δｔｉが第２調節器
４２から出力することによシ斜線部の面積Ｓ１＋８３−
８５＋８７−８９＋８１１＝０となる。同様にオフパル
ス移相補正量ΔｔＨが第３調節器４３から出力すること
によシ斜線部の面積−８２−８４＋８６＋８８＋８１０
＋８１２＝０となる。

〔発明の効果〕

この発明によれば、並列運転中の複数の電圧形インバー
タの間を流れる検流電流を直接あるいは間接的に検出し
、スイッチング直前のこの横流電流を比較的速い応答を
する調節器に入力させてオンおよびオフパルスを移相す
る信号を発生させる量を補正させ、同じく比較的応答の
遅い調節器によシ還流ダイオード通流時の横流電流でオ
フパルスの移相量を補正させるようにしている。このよ
うにすることで素子のスイッチング時間差やオン電圧特
性差により発生する横流電流はそのスイッチング期間中
に限定されて次々に重畳されることがなく、横流電流の
絶対値が増加することなく、また横流電流の直流成分は
キャンセルされる。それ故並列運転するインバータの素
子特性を揃えるための選別作業は不要となるし、電流平
衡用にリアクトルを併用する場合でも、このリアクトル
の鉄心は直流成分−による偏磁・飽和がおこりにくいの
で、鉄心量を減少させることができるし、突発的な電流
不平衡を抑制するだけの小さなインダクタンス値でよい
ことから、並列運転する電圧形インバータの装置全体を
小形転量化してそのコストを低減させることができるし
、信頼性の向上にも大きな効果を発揮する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示す制御ブロック図であシ、
第２図は第１図に示す実施例での制御動作を示す動作波
形図である。第３図は本発明における第１調節器の調節
動作を示す動作波形図、第４図は本発明における第２調
節器と第３調節器の調節動作を示す動作波形図である。 第５図はインバータの交流側にリアクトルを挿入して横
流電流を抑制する従来例の回路図であシ、第６図はイン
バータの直流側にリアクトルを挿入して横流電流を抑制
する従来例の回路図である０ １・・・・・・直流電源、２，３・・・・・・電圧形イ
ンバータ、４・・・・・・負荷、５，６・・・・・・リ
アクトル、７，８，９・・・・・・結合リアクトル、１
０・・・・・・１号インバータ、２０・・・・・・２号
インバータ、１１Ｇ、１２Ｇ、２１Ｇ、２２Ｇ・・・・
・・自己消弧形スイッチング素子として＋２）　ＧＴＯ
サイリスタ、ＩＩＤ、１２Ｄ、２１Ｄ、２２Ｄ・・・・
・・還流ダイオード、１１Ｐ、１２Ｐ、２１Ｐ、２２Ｐ
・・・・・・ゲート駆動回路、１１Ｘ、１２Ｘ、２１Ｘ
、２２Ｘ・・・・・・オンパルス移相器、１１Ｙ、１２
Ｙ、２１Ｙ、２２Ｙ・・・・・・オフパルス移相器、２
１ＸＮ、２１ＹＮ、２２ＸＮ、２２ＹＮ・・・・・・反
転増幅器、１３．２３・・・・・・リアクトル、１４，
２４・・・・・・電流検出器、１６．１７・・・・・・
直流電源、１８・・・・・・負荷、３１，３２・・・・
・・加算器、３３・・・・・・極性判別器、３４・・・
・・・極性統一回路、３５・・・・・・横流電流分離回
路、４１・・・・・・第１調節器、４２・・・・・・第
２調節器、４３・・・・・・第３調節器、４４・・・・
・・オンパルス移相指令補正回路、４５・・・・・・オ
フパルス移相指令補正回路、５１・・・・・・共通パル
ス発第２図 ｔ＝ｔ＋　　　　　　　　ｔ＝ｔ２ ］ 第６図 第６図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）自己消弧形スイッチング素子と該スイッチング素子
   に逆並列接続される還流ダイオードで構成される複数の
   電圧形インバータを等しい電圧の直流電源に接続してそ
   の交流側を並列に接続し、当該複数インバータに共通の
   点消弧パルスを与えることで並列運転をする電圧形イン
   バータにおいて、前記各電圧形インバータ間を流れる横
   流電流を検出し、該横流電流を入力する第１調節器の出
   力により前記自己消弧形スイッチング素子がスイッチン
   グ動作する直前の横流電流を補償するように並列運転中
   の特定の電圧形インバータに与える点消弧パルスを前記
   共通点消弧パルスから移相させるとともに、前記横流電
   流を自己消弧形スイッチング素子直流時に流れる素子通
   流時横流電流と還流ダイオード通流時に流れるダイオー
   ド通流時横流電流とに分離し、前記素子通流時横流電流
   の平均値を零にする第２調節器の出力で前記共通点弧パ
   ルスからの移相量を補正し、それによつて得られる点弧
   パルスを前記特定インバータに与え、前記ダイオード通
   流時横流電流の平均値を零にする第３調節器の出力で前
   記共通消弧パルスからの移相量を補正し、それによつて
   得られる消弧パルスを前記特定インバータに与えること
   を特徴とする電圧形インバータの並列運転制御方式。 ２）特許請求の範囲第１項記載の並列運転制御方式にお
   いて、前記第１調節器の応答速度は速く設定し、前記第
   ２調節器と第３調節器の応答速度は前記第１調節器のそ
   れよりも遅く設定することを特徴とする電圧形インバー
   タの並列運転制御方式。