JPS6111517B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、VTRにおけるクロマ信号処理回路
に関する。

映像信号を記録／再生するVTR等において
は、記録すべきクロマ信号（3.58MHz）は、低周
波（例えば688KHz）の低域変換クロマ信号に変
換されてから、FM変調された輝度信号と共に磁
気テープ等に記録される。また再生された低域変
換クロマ信号は、3.58MHzのクロマ信号に再変換
されてから、再生輝度信号と共にTV受像機に供
給される。

第１図は従来公知の一般的なVTRのクロマ信
〓〓〓〓〓
号の同期系のブロツク回路図である。

第１図において、記録時には、切換スイツチ１
５〜１９がすべてREC接点に接続され、電圧制
御発振器５、1/5分周器６、1/7分周器８及びサン
プリング回路９から成るAFC回路が形成され
る。このAFC回路のサンプリング回路９には、
電圧制御発振器５の出力（2.7MHz）が1/5分周器
６及び1/7分周器８を経て供給されると共に、記
録すべき映像信号から分離された水平同期信号
Shに基いて形成された水平周波数ｈのサンプ
リングパルスが供給される。そしてサンプリング
電圧（直流）はこの回路でホールドされ電圧制御
発振器５の制御端子に供給される。従つてこの
AFC回路によつて水平同期信号Shに同期した
2.7MHz（175×ｈ）の信号Saが電圧制御発振器
５から得られる。

この信号Saは、1/4分周器４によつて688KHzの
信号Sbに分周された後、周波数変換回路２に供
給される。一方、基準周波数発振器３の出力の基
準周波数信号Sc（3.58MHz）が周波数変換回路２
に供給され、上記信号Sbと信号Scとの和の周波
数（4.27MHz）の信号Sdが形成される。この信号
Sdは変換キヤリアとして周波数変換回路１に供
給される。そして記録すべきクロマ信号Se
（3.58MHz）は切換スイツチ１５のREC接点を経
て周波数変換回路１に供給され、ここで変換キヤ
リアSdとの差の周波数（688KHz）の低域変換ク
ロマ信号Sfが形成される。

この低域変換クロマ信号Sfは切換スイツチ１９
のREC接点を経て記録系回路（図示せず）に供
給され、FM変調された輝度信号と共に磁気テー
プに記録される。

次に再生時には、切換スイツチ１５〜１９が
PB接点に接続され、電圧制御発振器５、1/4分周
器４、周波数変換回路１，２、バーストゲート１
２、位相弁別回路１４、加算器１３から成る
APC回路が形成される。このAPC回路において
は、既述の場合と同様に、電圧制御発振器５の出
力Saと基準周波数発振器３の出力Scとに基いて
周波数変換回路２において4.27MHzの変換キヤリ
アSdが形成される。そして切換スイツチ１５の
PB接点を経て再生された低域変換クロマ信号Sg
が周波数変換回路１に供給され、信号Sgは変換
キヤリアSdに基いて再生クロマ信号Si（3.58M
Hz）に変換される。この再生クロマ信号Siは切換
スイツチ１９のPB接点を経て再生系回路に供給
され、再生輝度信号と混合されてTV受像機に送
られる。

上記再生クロマ信号Siをバーストゲート１２に
よつて分離したバースト信号Sjは位相弁別回路１
４に供給され、ここで基準周波数発振器３の出力
である基準周波数信号Scと上記バースト信号Sj
との位相差が検出される。そしてこの位相差に応
じた直流のレベル信号Skは後述のレベル信号Sr
が零であれば加算器１３及び切換スイツチ１８の
PB接点を経て制御信号Slとして電圧制御発振器
５に供給され、この発振器５の出力信号Saの周
波数及び位相が制御される。従つて、このAPC
回路によつて再生クロマ信号Siは基準周波数発振
器３の基準周波数信号Scに基いてロツクされ
る。

しかし、APC回路のみでは、ループがミスロ
ツクしたり、所定の周波数に引き込まれないまま
になつたりすることがある。このような時、
APCループが正しくロツクするように電圧制御
発振器５に補正信号を導出するのが、1/4分周器
４、1/5分周器６、1/4分周器７、サンプリング回
路９、FM検波回路１０及びレベル検出回路１１
から成るAPC補正回路である。即ち、電圧制御
発振器５の出力信号Saは1/4分周器４、切換スイ
ツチ１６のPB接点、1/5分周器６、1/4分周器
７、切換スイツチ１７のPB接点を経てサンプリ
ング回路９に供給される。また再生輝度信号から
分離された水平同期信号Shがサンプリング回路
９に供給され、この水平同期信号Shと1/4分周器
７の出力とのビート出力信号Sm（2.9KHz）が形
成される。このビート出力信号は、その周波数変
動を振巾変動として弁別するためにFM検波回路
１０及びレベル検出回路１１から成る弁別回路に
供給される。

FM検波回路１０はフルター回路及びピーク検
波回路から構成され、ビート出力信号Smの周波
数変動に応じて振幅が変化する信号が上記フイル
ター回路で形成される。そしてこの信号のピーク
を整流検波することによつて周波数変動に応じた
直流のレベル信号Snが上記ピーク検波回路で形
成される。このレベル信号Snはレベル検出回路
１１に供給される。このレベル検出回路１１にお
〓〓〓〓〓
いては、レベル信号Snが所定の高レベル以上及
び所定の低レベル以下になつたときに、出力信号
Srが形成される。そしてこの出力信号Srと既述
の位相弁別回路１４の出力であるレベル信号Sk
とが加算器１３において加算され、制御信号Slと
して電圧制御発振器５に供給される。即ち、
VTRの再生信号に大巾な位相変動があつたとき
またはAFC回路がロツクインしなかつたとき、
またはミスロツクしたときにAPC回路が動作し
て、APC回路に補正信号を供給するようにして
いる。

このようなVTRのクロマ信号の同期系におい
て、上述のFM検波回路１０のピーク検波回路に
は整流ダイオードが使用されるが、このダイオー
ドは温度特性を有している。従つて周囲温度の変
化によつてFM検波回路１０の出力であるレベル
信号Snのレベルが変化し、レベル検出回路１１
が誤動作するおそれがある。

本発明は上述の問題点にかんがみてなされたも
のであつて、クランプ及び検波用の回路素子の温
度特性を補償して正確なレベル検出に基いて
APC補正を行うようにすることを目的とする。

以下本発明の実施例を図面を参照して説明す
る。

第２図は第１図に示す同期系に本発明を適用し
た場合のFM検波回路１０及びレベル検出回路１
１の回路図である。また第３図は第２図の各部の
波形を示す波形図、第４図は第２図のレベル検出
回路の出力特性を示すグラフである。

第２図において、第１図のサンプリング回路９
から得られる位相変動分を含むビート出力信号
Sm（2.9KHz）はFM検波回路１０のフイルター
２１に供給される。このフイルター２１は例えば
2.9KHz付近において所定の傾斜の周波数特性を
有していて、このフイルター２１の出力（Ｐ点）
からビート出力信号Smの周波数変動に応じて振
幅が変化する信号Spが得られる。この信号Spは
第３図のａに示すように、ビート出力信号Smと
同じ周波数であつて、その周波数が低いときに振
幅が大きく、また周波数が高いときには振幅が小
さい信号である。この信号Spはカツプリングコ
ンデンサ２２を介してダイオード１４、コンデン
サ３９及び抵抗３６から成るピーク検波回路に供
給され、信号の振幅変化に応じたレベル信号Sn
が得られる。

なおこのピーク検波回路の入力端のＱ点の電圧
はトランジスタ２３によつてクランプされてい
る。即ちトランジスタ２３のベースには一定の直
流バイアス電圧Vdが供給されているので、フイ
ルター２１の出力である信号Spが無いときに
は、Ｑ点の電位はVd−Vbe（Vbe：トランジスタ
のベース−エミツタ電圧）となつている。そして
信号Spがコンデンサ２２を通じて供給される
と、Ｑ点の電位は第３図のｂにおいてSq（実
線）に示すようにクランプ電位Vd−Vbeを基準
として交流信号Spをクランプ電位に重畳したも
のとなる。即ち、信号Spが負レベルのときはト
ランジスタ２３のエミツタＱからコンデンサ２２
に充電電流が流れて負ピークレベルはクランプレ
ベルVd−Vbeとなる。そして信号Spが正方向に
増加するとＱのレベルはVd−Vbeより上昇す
る。そしてピーク検波回路の出力信号Snは、第
３図のｂにおいて点線Snで示すように信号Sqを
整流したものとなり、その電圧Vnは信号Sqのピ
ーク値よりダイオード４１の電圧降下分（ほぼ
Vbe）だけ下つたものとなる。

上述のクランプ回路のトランジスタ２３のベー
ス電圧Vdは、抵抗３２〜３５から成る電圧分割
回路の分割点Ｃに接続されたダイオード４２，４
３及び抵抗３１の直列回路によつて形成される。
即ち、ベース電圧Vdは、 Vd＝Vc＋2Vbe となつている。従つてフイルター２１の出力信号
Spが無いときのピーク検波回路の出力信号Snの
電圧Vnは、トランジスタ２３のベースエミツタ
電圧及びダイオード４１の電圧降下分の和2Vbe
だけVdより低下するので、 Vn＝Vd−2Vbe＝Vc となる。即ち、上記２つの式から明らかなよう
に、第１の基準電圧であるVcが一定であればVn
も一定である。従つてピーク検波回路は周囲温度
が変化してもその動作状態が変化しないように温
度補償されている。

なお抵抗３１の抵抗値は電圧分割回路の抵抗３
２〜３５の全体の直列抵抗より大きくしてあるの
で、電圧分割回路を流れる電流と比較して抵抗３
１を流れる電流は非常に小さい。従つて、抵抗３
１のばらつきまたはトランジスタ２３のベース電
〓〓〓〓〓
流の変化は、電圧分割回路によつて形成される基
準電圧Va，Vb，Vcにほとんど影響を与えない。

次にピーク検波回路の出力であるレベル信号
Snはレベル検出回路１１に供給される。このレ
ベル検出回路１１は２組の一対のトランジスタ２
４，２５及び２６，２７を具備している。これら
のトランジスタ２４，２５及び２６，２７の夫々
のエミツタは抵抗３７及び３８に共通接続され、
夫々差動増幅器Ｈ及びＬを構成している。これら
の差動増幅器Ｈ及びＬの夫々の一方のトランジス
タ２５及び２６のベースには、ピーク検波回路か
らのレベル信号Snが供給される。また夫々の他
方のトランジスタ２４及び２７には抵抗３２〜３
５から成る電圧分割回路のＡ点及びＢ点の第２、
第３の基準電圧Va及びVb（VA＞VB）が供給さ
れる。また差動増幅器Ｈ及びＬのトランジスタ２
５及び２７の夫々にはトランジスタ２８及び２９
が夫々縦続接続されている。そしてこれらのトラ
ンジスタ２８，２９のベースは互に接続されてカ
レントミラー回路を構成している。

レベル信号Snの電圧Vnが、 Vn＞Va のときには、トランジスタ２５がオンで、２４が
オフ、またトランジスタ２６がオン２７がオフと
なつている。従つて抵抗３７，３８の抵抗値をｒ
とすると、 i₁＝（Vn−Vbe）／ｒ で表わされるVnにほゞ比例した電流i₁がトランジ
スタ２８，２６、抵抗３７を流れる。そしてトラ
ンジスタ２８のベース−エミツタ電圧と同じ電圧
がトランジスタ２９のベース−エミツタにかかる
ので、トランジスタ２８を流れる電流i₁と同じ電
流i₁がトランジスタ２９を流れる。このときトラ
ンジスタ２７はオフであるから、上記電流i₁が第
２図の点線で示すように加算器１３に流入する。
従つて第１図に示すAPC回路の位相弁別回路１
４の出力であるレベル信号Skの電流と上記電流i₁
とが加算器１３において加算され、この加算信号
は制御信号Slとして電圧制御発振器５に供給され
て、APC回路の補正が行われる。

次にレベル信号Snの電圧Vnが、 Va＞Vn＞Vb のときは、トランジスタ２４，２６がオン、トラ
ンジスタ２５，２７がオフとなる。従つてトラン
ジスタ２８，２９もオフとなり、レベル検出回路
１１の出力電流は零となる。

次にレベル信号Snの電圧Vnが、 Vn＜Vb のときは、トランジスタ２７がオン、２６がオフ
となり、またトランジスタ２４がオン、２５がオ
フとなる。

従つてトランジスタ２８，２９がオフとなり、 i₃＝（Vb−Vbe）／ｒ で表わされる電流i₃が、またトランジスタ２６，
２７の反転遷移区間ではVnに比例した電流i₃が第
２図の一点鎖線で示すように加算器１３からトラ
ンジスタ２７、抵抗３８を通つて流れる。この結
果、加算器１３においてレベル信号Skの電流か
ら電流i₃が減算され、この減算信号は制御信号Sl
として電圧制御発振器５に供給されて、APC回
路の補正が行われる。

従つて、レベル検出回路１１から流出する出力
電流を正方向とすると、このレベル検出回路１１
の出力特性は第４図に示すグラフとなる。なお既
述のようにレベル検出回路１１への入力信号（レ
ベル信号Sn）の最小値はVc（電圧分割回路のＣ
点の電圧）である。

なお上述の実施例においては、レベル検出回路
１１に供給する基準電圧Va，Vb及びFM検波回
路１０のクランプ回路に供給する基準電圧Vcは
抵抗３２〜３５から成る共通の電圧分割回路によ
つて形成されるようにしているが、夫々別々の電
圧分割回路または基準電圧形成回路等によつて形
成してもよい。

また上述の実施例においては、２つの温度補償
用ダイオード４２，４３を設けてトランジスタ２
３及びダイオード４１の温度補償をするようにし
たが、補償すべきトランジスタ又はダイオードの
増加に伴なつて温度補償用ダイオードの数を必要
に応じて増加してもよい。

本発明は上述の如く、基準電圧源から少くとも
２つのダイオードを介して形成されたクランプ電
圧をトランジスタのベースに供給してこのトラン
ジスタのエミツタに供給される入力信号を上記ク
ランプ電圧でクランプし、上記トランジスタのエ
ミツタから得られるクランプされた入力信号を少
くともダイオードを具備する検波回路によつて整
流検波し、この検波回路の出力信号と所定の基準
〓〓〓〓〓
電圧とを比較回路によつて比較するようにした。
故にクランプ回路のトランジスタ及び検波回路の
ダイオードの温度特性による検波回路の出力の変
動を効果的に補償することができ、この結果、正
確なレベル比較をすることができる。また中間が
不感帯の微小差の二値基準電圧に対してレベル検
出することが可能になり、VTRのクロマ再生系
のAPC補正回路に組込んだとき、正確なレベル
検出に基いて誤動作の無い安定なAPC補正信号
を導出することができ、クロマ再生系を安定動作
させて高品位の再生画像を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来公知の一般的なVTRのクロマ信
号の同期系のブロツク回路図、第２図は第１図に
示す同期系に本発明を適用した場合のFM検波回
路及びレベル検出回路の回路図、第３図は第２図
の各部の波形を示す波形図、第４図は第２図のレ
ベル検出回路の出力特性を示すグラフである。 なお図面に用いられている符号において、１０
はFM検波回路、１１はレベル検出回路、４１，
４２，４３はダイオードである。 〓〓〓〓〓

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 再生クロマ信号のバースト信号と基準信号と
   の位相を比較して、位相誤差信号に応じて電圧制
   御発振器を制御し、その発振出力でもつて再生ク
   ロマ信号の周波数変換処理を行うようにした
   APC回路と、上記電圧制御発振器の発振周波数
   のずれにより上記APC回路のミスロツクを検出
   して補正信号を上記電圧制御発振器の制御入力に
   加算するようにしたAPC補正回路とを備える
   VTRのクロマ信号処理回路において、 上記APC補正回路は、上記電圧制御発振器の
   発振周波数のずれに対応した振幅成分を持つ信号
   を形成してその振幅を弁別する弁別回路を備え、
   この弁別回路は、 (a) 第１の基準電圧から少なくとも２つのダイオ
   ードを介して形成されたクランプ電圧がそのベ
   ースに供給されるトランジスタを有し、このク
   ランプ電圧により上記トランジスタのエミツタ
   に供給される上記振幅成分を持つ入力信号をク
   ランプするようにしたクランプ回路、 (b) 上記トランジスタのエミツタから得られるク
   ランプされた上記入力信号を整流検波するため
   のダイオードを少なくとも具備する検波回路、 (c) 上記検波回路の出力レベルと所定の第２、第
   ３の基準電圧とを比較する一対の差動増幅器を
   有し、一方の差動増幅器の出力がカレントミラ
   ー回路を介して他方の差動増幅器の出力に結合
   され、上記第２、第３の基準電圧との比較出力
   を、上記他方の差動増幅器及び上記カレントミ
   ラー回路から流出電流及び流入電流の形で導出
   するように成されたレベル検出回路、 を夫々具備し、上記クランプ回路の上記少なくと
   も２つのダイオードによつて上記クランプ回路の
   上記トランジスタと上記検波回路の上記ダイオー
   ドとの温度特性を補償し、上記第２、第３の基準
   電圧の範囲内では実質的に出力零で範囲外では正
   及び負の出力として上記流出電流及び流入電流を
   生じさせる上記レベル検出回路の出力をAPC補
   正信号として上記電圧制御発振器の制御入力に加
   えるようにしたクロマ信号処理回路。