KR0176628B1 - 크로마 버어스트 검출 시스템 - Google Patents

Abstract

비디오 카셋트 레코더(VCR)의 녹화 재생 시스템에 관한 것으로 비디오 신호의 성분을 분리하여 휘도 정보 및 컬러-언더 정보를 출력시키는 회로를 구비한다. 분리된 컬러-언더 정보는 출력신호가 버어스트 구간동안 컬러-언더 반송파 주파수에서 버어스트 정보를 포함하는 가변 이득 제어 증폭기의 입력단으로 인가된다. 이 가변 이득 증폭기로 부터의 출력신호는 버어스트 구간 동안 인에이블되는 정류회로로 인가된다. 컬러-언더 반송파 주파수에서의 버어스트 정보는 버어스트 구간동안 정류되며 피이크가 검출되어 이득을 제어하는 상기 가변 이득 제어 증폭기로 인가되는 제어전압을 출력시킨다.

Description

크로마 버어스트 검출 시스템

제1도는 제3도의 녹화 재생 시스템에 이용되는 새로운 진폭 피이크 검출기의 개략도.

제2도는 제1도의 진폭 피이크 검출기와 연관된 신호의 파형도.

제3도는 본 발명에 따른 VHS 방식의 비디오 카셋트 레코더(VCR)에 대한 녹화 재생 시스템의 블럭도.

제4도는 제1도의 진폭 피이크 검출기의 스윙 검출기를 일반적인 방식으로 도시한 개략도.

제5도는 제1도의 스윙 검출기를 설명하기 위한 개략도.

제6도는 VHS 방식의 비디오 카셋트 레코더(VCR)에 대한 종래의 녹화 재생 시스템의 일부를 도시한 블럭도.

본 발명은 비디오 카셋트 레코더(VCR;video cassette recorder)에 관한 것으로, 특히 비디오 카셋트 레코더내의 컬러-언더(color-under) 신호의 진폭 제어에 관한 것이다.

VHS방식의 녹화에 있어서, 복합 영상신호에 포함된 휘도 정보 및 색도 정보는 서로 분리된다. 녹화를 위해 공급되는 색도 정보는 629KHz의 공칭 주파수를 가진 억압 컬러-언더 반송파의 직각 진폭 변조(QAM;quadrature-amplitude-modulation) 측파대로 구성된 컬러-언더 신호를 출력하는 하향 주파수 변환에 의해 4.21MHz로 된 반송파의 네 개의 위상중의 하나와 혼합된다. 4.21MHz 반송파의 위상동기는 라인을 기준으로 선택되며, 그 선택신호는 복합 영상 신호로부터 분리된 수평 및 수직 동기 펄스의 카운팅 값을 디코딩하므로써 얻어진다. 상기 휘도 정보는 더 높은 주파수의 휘도 반송파를 주파수 변조하는데 이용된다. 그 주파수 변조로 얻어지는 주파수 변조(FM) 신호에서 동기팁은 약 3.4MHz이고 블랙 레벨은 약 3.7MHz이며 화이트 레벨은 약 4.4MHz이다. 이 주파수 변조 신호는 바이어스 주파수로서 컬러-언더 측파대에 가산되며, 결과적으로 얻어지는 가산 신호는 프리앰퍼시스되어 비디오 카셋트 레코더(VCR) 형태의 운송수단에 의해 수직으로 주사되는 비디오 테이프를 녹화하는데 사용된다.

공지된 비디오 카셋트 레코더(VCR)의 재생 전자 장치는 전자기 테이프로부터 재생되는 신호를 두 개의 성분으로 분리시키는 필터링을 포함한다. 고역 통과 필터 혹은 대역 통과 필터에 의해 분리된 성분은 휘도신호 및 동기 신호에 따라 주파수 변조되는 휘도 반송파이며, 상기 주파수 변조된 휘도 반송파를 복조시키므로써 회복되는 휘도신호 및 동기신호의 이득은 그 진폭보다는 반송파의 주파수 편차에 따라 달라진다. 저역 통과 필터에 의해 분리되는 성분이 컬러-언더 신호이다. 색차신호는 컬러-언더 신호를 상향 주파수 변환하여 재생되는 억압 반송파 직각 진폭 변조(QAM) 측파대를 복조하여 얻어지므로, 색 채도는 컬러-언더 신호의 진폭에 따라 달라진다. 따라서, 드러나지 않은 휘도신호를 가진 컬러-언더 신호는 이득이 컬러 버어스트의 진폭에 응답하여 자동 이득 제어(AGC;automatic gain control) 루프에 의하여 제어되는 가변 이득 제어 증폭기를 통과한다. 때때로 이러한 형태의 자동 이득 제어(AGC) 루프는 더 명확하게 자동 컬러 제어(ACC;automatic color control) 루프로 불리운다. 공지된 비디오 카셋트 레코더(VCR)에 있어, 컬러 버어스트의 진폭은, 컬러-언더 신호가 NTSC 텔레비젼 신호를 기록하는 비디오 카셋트 레코더(VCR)에서 3.58MHz가 중심이 되는 정상의 색도 대역으로 상향 주파수 변환된 후에 검출된다. 이 재생된 색도 신호는 재생된 휘도 신호와 결합하여 직접적으로 혹은 고주파 화상 반송파로 변조되어 텔레비젼 수신기로 인가될 수 있는 복합 신호를 형성한다.

1992년 5월 12일 특허 발행된 VIDEO SIGNAL RECORDING SYSTEM ENABLING LIMITED BANDWIDTH RECORDING AND PLAYBLAK 제목의 C. H. Strolle 등에 미국 특허 제5,113,262호에 개시된 형태와 같은 더 새로운 형태의 비디오 카셋트 레코더(VCR)에 있어서, 시간축 교정 장치가 컬러-언더 신호 및 주파수 변조된 휘도 반송파로부터 복조될 때의 휘도 신호를 위해 사용된다. 이러한 시간축 교정 장치는, 테이프의 녹화 재생 동안 재생되는 신호로부터 얻어지는 시간축에 따라 기록되며 더 안정된 시간축에 따라 독출되는 디지탈 메모리를 사용하여 횡단선 디지탈 필터링이 인접 주사선에 대해 행해질 수 있도록 한다. 휘도 신호 및 컬러-언더 신호는 디지탈 메모리로 기입되기 전에 디지탈화 되어야 하며, 저렴한 아날로그/디지탈 변환기에서 제한된 비트수(예를 들어 8비트)의 분해능을 효과적으로 이용하기 위하여 양자화를 수행하기 전에 컬러-언더 신호의 이득조절이 실제적으로 필요하다. 가변 지연 시간축 교정 및 아날로그/디지탈 변환기와 복합 영상 신호에 대한 정상의 색도 대역으로의 컬러-언더 신호의 상향 주파수 변환간의 다수의 처리 과정들이 상기 상향 주파수 변환 후에 버어스트 진폭을 검출하는 자동 컬러 제어(ACC) 루프에 있어서 추적 문제를 일으키는 경향이 있다는 것이 발명자의 공동 연구가들에 의해 발견되었다.

발명자의 공동 연구가들은 아날로그/디지탈 변환기 다음에 그러나 시간축 교정 장치 앞에 자동 컬러 제어(ACC)를 바로 수행하기 위한 디지탈/아날로그 변환기 및 상향 주파수 변환기를 놓는 것을 고려하였다. 그러나, 상향 주파수 변환기는 영상 주파수를 제거하기 위해 필터링이 필요하다. 실질적으로 말해, 그러한 필터링은 모놀리식 집적회로가 가능한 한 녹화 재생 전자장치에서 사용되고자 할 때 특히 더 안쓰게 되는 유도소자의 사용을 필요로 한다.

또한 발명자의 공동 연구가들은 디지탈 방식으로 상향 주파수 변환기 및 필터링을 수행한 다음 자동 컬러 제어(ACC) 신호의 디지탈/아날로그 변환을 고려하였다. 그러나 이것은 기록된 비디오 테이프로부터의 녹화 재생 동안 복원되는 제한된 대역폭의 휘도 및 컬러-언더 신호를 디지탈 변환하고 디지탈 필터링 하는데 필요한 클럭 주파수 보다 더 높은 주파수를 필요로 하므로 바람직하지 않다는 것을 알았다.

따라서, 상향 주파수 변환 없이 컬러-언더 신호로부터 직접 버어스트 진폭을 검출하는 자동 컬러 제어(ACC) 루프가 비디오 카셋트 레코더(VCR) 재생 장치용으로 발명자에 의해 추구되어 왔다. 그러나, 그러한 자동 컬러 제어(ACC) 루프를 직접 설계에 의해 수행하는 것은 아니다. 종래의 자동 컬러 제어(ACC) 설계에서, 상향 주파수 변환은 색차 신호의 진폭이 기준되어야 될 레벨을 정확하게 검출하기 위해 동기적으로 쉽게 검출될 수 있는 크로마 버어스트 구간 동안 소정의 사이클 횟수(즉 8 혹은 9)를 가진 크로마 기준 신호 혹은 컬러 버어스트를 출력시킨다. 종래에 사용된 그 상향 주파수 변환을 제거하기 위해서 사이클 및 하향 주파수 변환된 컬러 버어스트의 각각에 있는 한 부분을 감지 및/혹은 정류하므로써 증폭기 출력의 진폭을 정확하게 표시할 수 있으며 자동 컬러 제어(ACC)증폭기의 이득을 조절하는데 적절한 출력을 발생시킬 수 있는 검출 회로가 필요하다. 발명자는 그러한 종래의 검출기를 찾을 수가 없었다. 본 발명에 개시된 시스템을 실현하기 위하여 발명자는 저진폭 신호의 매우 적은 사이클의 진폭도 정확하게 검출할 수 있는 새로운 신호 검출 회로를 개발했다. 이 신호 검출 회로는 본 명세서에 개시되며 미국 특허청에 선 출원되어 있는 CLIPPER CIRCUITRY 제목하의 새로운 신호 검출 회로를 청구한 출원서에 기술되어 있다.

본 발명에 따른 비디오 테이프 녹화 재생 전자 장치에 있어서, 가변 이득 제어 증폭기의 출력단에서 발생되는 이득이 제어된 컬러-언더 신호의 상향 주파수 변환은 자동 컬러 제어(ACC) 신호를 드러내는데 선행조건으로써 제거된다. 가변 이득 제어 증폭기의 출력 신호는 직접적으로 혹은 증폭기를 통하여 검출기 및 전류회로로 인가되며 이로부터 정류된 출력 신호가 가변 이득 제어 증폭기의 이득을 제어한다.

이하 본 발명의 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 설명에 앞서 종래기술에 따른 비디오 카셋트 레코더(VCR)의 녹화 재생 회로의 일부를 도시한 제6도의 구성을 먼저 설명한다. 헤드 어셈블리 305를 지나 비디오 테이프의 통로에 의해 출력되는 재생 신호는 재생 증폭기 307로 인가된다. 증폭된 재생신호가 상기 재생 증폭기 307로부터 인가되며, 이 증폭된 재생 신호는 주파수 변조 검출기 313에 의한 복조를 위하여 휘도정보를 분리하는 고역 통과 필터 311 및 가변 이득 제어 증폭기 301로 입력되는 색도정보를 분리시키는 저역 통과 필터 309로 공급된다. 상기 가변 이득 제어 증폭기 301로 인가되는 분리된 색도 정보는 629KHz에서의 기준 컬러 버어스트 신호 및 3.58MHz의 억압 부반송파를 가진 색도 측파대로부터의 녹화시 하향 주파수 변환되는 색차신호와 관련된 라인 정보를 포함하는 컬러-언더 포맷으로 되어 있다. 해당 기준 컬러 버어스트 신호 및 색차 신호와 관련된 라인 정보를 포함하는 상기 가변 이득 제어 증폭기 301로부터 출력되는 컬러-언더 신호는 상향 주파수 변환기 325의 일입력단으로 인가된다. 4.21MHz 오실레이터 315로부터의 반송파 신호가 상기 상향 주파수 변환기 325의 타입력단으로 인가된다. 이 상향 주파수 변환기 352는 상기 가변 이득 제어 증폭기 301로부터 컬러-언더 측파대를 상기 오실레이터 315로부터 주기적으로 공급되는 4.21MHz 반송파의 네 개의 위상중의 하나와 헤테로다인을 발생시켜서 3.58MHz 억압 부반송파를 가진 색도 측파대와 화상 측파대를 그 출력단에서 다시 발생시킨다. 상향 주파수 변환기 325의 출력은 화상 측파대로부터 색도 측파대를 분리시키는 3.58MHz 대역 통과 필터 351의 입력단으로 인가된다. 선형 결합부 327은 이들 분리된 색도 측파대를 주파수 변조 검출기 313으로부터 출력되는 휘도 신호와 결합시키어 비디오 변조기 329로 입력되는 복합 영상 신호를 출력한다. 이 비디오 변조기 329는 저레벨 고주파(RF:radio frequency) 화상 반송파(예를들어, 텔레비젼 채널 3 혹은 4에 대한)의 진폭을 변조하여 텔레비젼 수상기로 인가되는 신호중 하나를 제공한다.

상기 비디오 카셋트 레코더(VCR)는 또한 비디오 테이프로부터 재생되는 음성 신호에 의한 주파수 변조된 저레벨의 고주파 음성 반송파를 텔레비젼 수상기로 공급한다. 비디오 테이프로부터 음성 신호를 재생하고 주파수 변조된 고주파 음성 반송파를 발생시키는 장치는 제6도에 도시되지 않는다.

일반적으로 주파수 변조 검출기 313은 펄스 계수 형태로 되어 있다. 상기 검출기 313이 검출하는 휘도 신호는 수직 동기 펄스, 수평 동기 펄스 및 등화 펄스로 구성된다. 수평 동기 분리기 317은 주사선 카운터 319로 인가되는 수평 동기 펄스를 분리한다. 수직 동기 분리기 321은 필드 카운터 323으로 인가되는 수직 동기 펄스를 분리시킨다. 분리된 수직 동기 펄스는 또한 상기 주사선 카운터 319를 리셋팅하는데 사용된다. 모듈로-4 주사선 카운팅값 및 모듈로-2필드 카운팅값이 카운터 319 및 323으로부터 상기 오실레이터 315로 공급되어 현재 주사선동안 상향 주파수 변환기 325로 공급될 4.21MHz의 네 개의 위상중의 어떤 것을 선택하기 위한 기초를 제공한다. 분리된 수평 동기 펄스는 컬러 버어스트 구간을 프레밍하는 구간에 대해 발생하는 각 수평 동기 펄스의 하강 에지 후 소정시간에 버어스트 게이팅 펄스를 출력하는 버어스트 게이트 발생부 331로 인가된다. 상기 버어스트 게이트 발생부 313은 수직 귀선 소거 구간 동안 버어스트 게이팅 펄스의 출력을 억압하는데 도움이 되는 설계에서는 수직 동기 분리기 321로부터의 수직 동기 펄스 혹은 주사선 카운터 319로부터의 주사선 카운팅값을 수신할 수도 있다. 잘해야 이러한 접속들 중 하나만이 정상적으로 사용될지도 모르지만 제6도는 이들 접속을 다 도시하고 있다.

가변 이득 제어 증폭기 301로 인가되는 자동 컬러 제어(ACC) 신호의 편차는 특히 흥미롭다. 3.58MHz 대역 통과 필터 351에 의해 분리되는 색도 측파대는 자동 컬러 제어(ACC) 검출 회로 352의 입력단으로 인가된다. 상기 버어스트 게이트 발생부 331로부터 인가되는 버어스트 게이팅 펄스는 상기 3.58MHz 대역 통과 필터 351의 컬러 버어스트부의 동기 검출을 위상 동기 3.58MHz 신호 발생부 353으로부터 공급되는 위상 동기 3.58MHz 신호에 따라 인에이블 시킨다. 자동 컬러 제어(ACC) 검출기 352로부터 출력되는 자동 컬러 제어(ACC) 신호는 필터 354의 입력단으로 인가된다. 상기 필터 354는 동기적으로 검출하는 컬러 버어스트로부터 생기는 펄스의 저주파수 성분을 추출하는데 일반적으로 몇몇 주사선의 시정수를 가진 저항-캐패시턴스(RC) 저역 통과 필터링으로 이어지는 상기 펄스들의 피이크 검출 형태를 이용한다. 피이크 검출은 예를들어 버어스트 게이트 발생부 331로부터 공급되는 버어스트 게이팅 펄스에 응답하여 표본화하는 샘플 홀드 회로를 사용하여 수행될 수 있다. 상기 필터 354의 출력은 가변 이득 제어 증폭기 301의 이득 제어 입력 단자로 인가되는 이득 제어 신호를 출력하는 아날로그 비교기 355로 인가된다. 자동 컬러 제어(ACC) 신호가 소정레벨을 초과하면, 이득 제어 신호는 가변 이득 제어 증폭기 301의 이득을 줄이기 위해 변화되어 그 이득을 감소시킨다. 다른 실시예로 상기 비교기 355는 가변 이득 제어 증폭기 301 그 자체에 의해 혹은 그것내에 포함될 수 있다.

제1도는 제2도의 파형 A에 나타낸 컬러-언더 신호의 버어스트부를 검출하고 제3도에 도시한 바와 같이 가변 이득 제어 증폭기 301의 이득을 제어하기 위한 직류 제어 전압을 출력하기 위하여 설계된 게이트 검출 회로 10의 개략도를 도시하고 있다. 본 발명에 따르면, 자동 컬러 제어(ACC) 신호는 상향 주파수 변환기 325의 출력 신호로부터 3.58MHz 대역 통과 필터 351에 의해 분리되는 신호로 상향 주파수 변환된 출력으로부터라기 보다는 가변 이득 제어 증폭기 301의 출력으로부터 직접 취해지는 컬러-언더 신호로부터 나온다.

제1도에서 검출될 컬러-언더 신호의 버어스트부의 진폭 및 극성은 단자 19 및 21 사이에 접속되는 신호원 3에 의해 출력되는 교류(AC) 신호로서 나타내진다. 직류(DC) 전압의 기준 전압 V_REF1이 단자 21 및 17 사이에 인가된다. V_REF1은 예컨대 +5V의 동작 전위 Vcc값의 1/2값을 가지는 것으로 가정할 수 있다.

제1도의 검출 회로는 교류신호 V_IN의 음의 스윙(negative-going swing)을 검출하고 정류하는 검출기 12와, 교류신호 V_IN의 양의 스윙(positive-going swing)을 검출하고 정류하는 검출기 14와, 전류/전압 변환기 16과, 피이크 검출기 18과, 상기 전류/전압 변환기 16과 정류기 12 및 14의 턴온 및 턴 오프를 제어하는 게이팅 및 바이어싱 회로 20과, 아날로그 비교기 22를 구비한다.

음의 반파 정류기 기능을 하는 검출기 12의 소자들은 참조부호 다음에 이어지는 N자에 의하여 구별되며 양의 반파 정류기 기능을 하는 검출기 14의 소자들은 참조부호 다음의 P에 의해 식별된다. 검출기 12는 에미터 접속된 차동 증폭기 구성의 NPN 트랜지스터 Q1N 및 Q2N를 포함한다. 즉, Q1N 및 Q2N의 에미터는 노드 45N에 공통으로 접속되고, Q1N의 베이스는 비반전 입력 노드 11N에 접속되며 Q2N의 베이스는 반전 입력 노드 13N에 접속된다. 또한, Q1N의 컬렉터는 노드 53N에 접속되며 Q2N의 컬렉터는 차동 증폭기의 출력(OAN)이 되는 노드 51N에 접속된다.

전류 미러 증폭기(CMA:current mirror amplifier)는 Q1N 및 Q2N의 컬렉터에 접속된다. 상기 전류 미러 증폭기는 PNP 트랜지스터 Q4N 및 Q5N으로 구성된다. 트랜지스터 Q4N 및 Q5N의 에미터는 동작전위 Vcc가 인가되는 전원 단자 51와 접속된다. Q5N의 콜렉터는 노드 51N로 접속된다. Q4N의 컬렉터 및 베이스 그리고 Q5N의 베이스는 노드 53N에 접속된다. 이 전류 미러 증폭기는 PNP 트랜지스터 Q5N에 의하여 출력 노드 OAN으로 공급되는 컬렉터 전류가 전류 미러 증폭기의 입력 노드 53N으로부터 NPN 트랜지스터 Q1N에 의해 요구되는 컬렉터 전류와 유사하도록 접속된다.

선택적으로 인에이블되며 상대적으로 일정한 전류원 121N은 노드 45N과 접지단자 사이에 접속된다. 상기 전류원 121N은 컬렉터가 노드 45N로 접속되며 에미터가 접지 전위가 인가되는 단자 17에 접속되고 베이스가 상대적으로 일정한 바이어스 전압 V_B가 선택적으로 인가되는 단자 201에 접속되는 NPN 트랜지스터 Q18N으로 구성된다.

트랜지스터 Q2N의 컬렉터에서의 출력 OAN 및 Q2N의 베이스에서의 반전 입력간의 단향 전류 귀환은 트랜지스터 Q2N의 컬렉터로 베이스가 접속되며 Q2N의 베이스로 에미터가 접속되며 가산 라인 57로 컬렉터가 접속되는 NPN 트랜지스터 Q3N의 공통 컬렉터 증폭기 작용에 의하여 제공된다.

입력 저항 R1N은 단자 13N 및 입력 단자 7N 사이에 접속된다. 이하에 상세히 설명되는 바와 같이, 검출기 12의 일입력 단자가 되는 단자 7N은 단자 19에 접속되며, 검출기 12의 또 다른 입력 단자가 되는 노드 11N은 단자 21에 접속된다.

양의 스윙 검출기 14의 구성은 음의 스윙 검출기 12와 실질적으로 동일하다. 양의 스윙 검출기 14는 에미터 접속된 차동 증폭기 구성의 NPN 트랜지스터 Q1P 및 Q2P를 구비한다. 즉, 트랜지스터 Q1P 및 Q2P의 에미터는 노드 45P에 공통으로 접속되며 Q1P의 베이스는 입력 노드 11P에 접속되며 Q2P의 베이스는 반전 입력 노드 13P로 접속된다. 또한, Q2P의 컬렉터는 차동 증폭기의 출력(OAP)이 되는 노드 51P에 접속되며 Q1P의 컬렉터는 노드 53P에 접속된다.

전류 미러 증폭기(CMA)는 Q1P 및 Q2P에 접속된다. 상기 전류 미러 증폭기(CMA)는 PNP 트랜지스터 Q4P 및 Q5P로 구성된다. Q5P의 에미터는 전원 단자 15에 접속되며 Q5P의 컬렉터는 노드 51P로 접속된다. Q4P의 에미터는 전원 단자 15로 접속되며 Q4P의 컬렉터 및 Q4P와 Q5P의 베이스는 노드 53P로 접속된다. 이 전류 미러 증폭기는 PNP 트랜지스터 Q5P에 의하여 출력 노드 OAP로 공급되는 컬렉터 전류가 NPN 트랜지스터 Q1P에 의하여 전류 미러 증폭기의 입력 노드 53P로부터 요구되는 컬렉터 전류와 유사하도록 접속된다.

선택적으로 인에이블되며, 상대적으로 일정한 전류원 121P는 노드 45P에 접속된다. 전류원 121P는 노드 45P로 접속되는 컬렉터와 접지단자 17로 접속되는 에미터를 가진 NPN 트랜지스터 Q18P로 구성되며 상대적으로 일정한 바이어스 전압 V_B가 Q18P의 베이스로 선택적으로 인가된다.

Q2P의 컬렉터에 접속된 베이스와 가산 라인 57에 접속된 컬렉터와 Q2P의 베이스에 접속된 에미터를 가진 NPN 트랜지스터 Q3P는 공통 컬렉터 증폭기 작용에 의하여 Q2P의 컬렉터에서의 출력 OAP와 Q2P의 베이스에서의 반전 입력단 사이에 단향 전류귀환을 제공된다. 입력저항 R1P는 단자 13P와 7P 사이에 접속된다. 검출기 14의 일입력단자가 되는 단자 7P는 단자 21에 접속되고 검출기 14의 타입력단자가 되는 노드 11P는 단자 19에 접속된다.

가산 출력라인 57상에서 음의 스윙 검출기 12에 의하여 출력되는 반파정류 전류 I_ON은 양의 스윙 검출기 14에 의하여 출력되는 반파 정류전류 I_OP와 아날로그 OR 혹은 배선 OR 동작으로 가산된다. 결과적으로 얻어지는 가산 출력 라인 57상에서의 전파 정류 전류는 전류/전압 변환기 16에 포함된 윌슨(Wilson)에 의해 기술된 형태의 전류 미러 증폭기(CMA)의 입력으로부터 공급된다. 이 전류 미러 증폭기(CMA)는 단자 15에 접속된 에미터를 가진 PNP 트랜지스터 Q11 및 Q12의 더 간단한 구성요소로 된 전류 미러 증폭기(CMA)에 의해 공급되는 에미터-베이스간 전류 귀환에 의해 안정되는 공통 에미터 순방향 전류 이득을 가진 PNP 트랜지스터 Q13을 포함한다. Q11의 베이스 및 다이오드 접속된 트랜지스터 Q12의 베이스와 컬렉터는 노드 162에서 접속되어 Q13 에미터 전류를 수신한다. 가산 라인 57은 Q11의 컬렉터가 Q13의 에미터 전류에 비례하는 음의 귀환 전류를 공급하기 위해 접속된 노드 160에서 Q13의 베이스와 접속된다. Q13의 컬렉터는 노드 164에 접속되며, 진폭이 전류/전압 변환기 16의 입력으로부터 요구되는 전파 정류 전류에 비례하는 출력 전류 I_C13를 출력한다. 저항 R3은 노드 164 및 전위 V_REF2가 인가되는 단자 165 사이에 접속된다. 출력 전류 I_C13은 저항 R3을 통하여 기준 전위 V_REF2로 흐른다. 그러면 노드 164에서의 전압 V_F은 (I_C13R₃+V_REF2)이 된다. 계속될 다음 설명에서 V_REF2가 V_REF1과 같다고 가정한다.

피이크 검출기 18은 양의 신호에 대한 에미터 폴로워로서 단자 15에 접속되는 컬렉터와 노드 164로 접속되는 베이스 및 노드 182로 접속되는 에미터를 가진 NPN 트랜지스터 Q14를 구비한다. 저장 커패시터 C1은 노드 182와 접지 단자 17 사이에 연결되며 적어도 하나의 수평 라인 시간 구간에 대하여 노드 182에서 상대적으로 일정한 피크 전압 V_PK를 유지하는데 충분한 값을 가진다. 방전 저항 R4는 노드 182와 접지 단자 17 사이에 상기 저장 캐패시터 C1과 병렬로 접속된다. 저항 R4의 값은 어떤 신호도 검출되지 않을 때 C1에 걸리는 서서히 감소하는 전압을 보장하도록 선택된다.

피크 검출기 18의 출력 노드 182는 아날로그 비교기 22의 입력단 225에 인가된다. 상기 아날로그 비교기 22는 피크 검출 회로 18의 출력 전압 V_PK를 기준 전압 V_REF3과 비교하여 차동 변동을 서로 나타내는 출력 전압 V_O1및 V_O2를 출력한다. 이 아날로그 비교기 22는 에미터 접속된 차동 증폭기 구성에서 노드 221에 공통으로 접속된 에미터를 가지는 NPN 트랜지스터 Q15 및 Q16을 구비한다. 상대적으로 일정한 전류원 222는 노드 221과 접지 전위 사이에 접속된다. Q15의 베이스는 단자 182에 접속되며 그 컬렉터는 출력 단자 224에 접속된다. Q16의 베이스는 노드 226에 접속되며 그 컬렉터는 출력 단자 228에 접속된다. 부하 저항 R20은 출력 단자 224 및 전원 단자 15 사이에 접속되며 부하 저항 R22는 출력 단자 228 및 전원 단자 15사이에 접속된다. 바이어싱 신호는 컬렉터가 전원단자 15에 접속되고 에미터가 Q16의 베이스가 인가되는 노드 226에 접속되는 NPN 트랜지스터 Q17의 에미터-폴로워 작용에 의하여 Q16으로 인가된다. 기준전압 V_REF3을 출력하는 기준 전압원 230은 Q17의 게이트에 접속된다. 일반적으로 V_REF3은 V_REF2보다 크고 Vcc보다 작다. V_REF3은 비교기 22가 피크 검출기의 출력에 응답하는 레벨을 설정한다. 단자 224 및 228에서의 출력 신호 V_O1및 V_O2는 제3도에 도시한 가변 이득 제어 증폭기 301로 인가된다.

바이어스 전압 V_B는 단자 15 및 201사이에 접속된 저항 R5와 단자 201 및 접지 단자 사이에 접속된 다이오드 D1으로 구성된 전위 분할기에 의하여 출력된다. 다이오드 D1은 단자 201로부터 접지 단자로 순방향에서의 전류를 유기시키기 위해 도통되어 단자 201에 걸리는 바이어스 전압 V_B가 특정 전류에서 다이오드 D1의 순방향 전압 강하 V_F와 동일하다. 단자 201은 Q18N 및 Q18P의 베이스에 접속되며 단자 201에서의 전압은 이들 트랜지스터를 통하여 전류레벨을 설정한다.

게이팅 회로 20은 바이어스 전압 V_B의 출력 및 인가를 제어하는 수단과, 선택적으로 가산 출력 노드 164를 접지 전위로 클램핑하거나 AC 입력 신호에 응답하도록 하는 수단을 구비한다.

게이팅 회로 20은 또한 단자 15 및 203 사이에 접속된 저항 R6을 포함한다. NPN 트랜지스터 Q21의 베이스는 노드 203에 접속되고 컬렉터는 노드 164에 접속되며 에미터는 접지 단자 17로 접속된다. NPN 트랜지스터 Q20의 베이스는 단자 203으로, 에미터는 접지로, 또한 컬렉터는 바이어스 단자 210로 각각 접속된다. NPN 트랜지스터 Q22의 컬렉터는 단자 203으로 접속되며 에미터는 접지되며 베이스는 게이팅 신호의 전원 205가 인가되는 게이팅 단자 207에 접속된다.

전원 205에 의하여 출력되는 게이팅 신호가 하이이면(즉, 트랜지스터 Q22를 완전히 온으로 구동시키도록 충분히 하이이면), 트랜지스터 Q22는 턴온되며 Q21 및 Q20의 베이스를 접지전위 혹은 접지전위에 가까운 레벨로 클램프한다. 따라서 Q20 및 Q22는 턴오프된다. 턴오프되는 Q20은 전류가 저항 R5을 통하여 Vcc로부터 다이오드 D1으로 흐르도록 하여 다이오드 D1에 걸리는 순방향 도전 전압 V_B를 설정하며 이 전압 V_B는 Q18N 및 Q18P의 베이스로 인가된다. 이와같이 바이어스되어 음의 스윙 검출기 12와 양의 스윙 검출기 14는 동작상태가 된다. 동시에, 턴오프된 Q21는 노드 164에 걸리는 접지로의 클램프를 제거하고 노드 164에서의 전압을 인에이블하여 음의 스윙 검출기 12 및 양의 스윙 검출기 14가 합쳐진 출력에서 발생되는 전류에 비례하는 레벨을 걸리게 한다. 인에이블시 음의 스윙 검출기 12와, 양의 스윙 검출기 14 및 전류/전압 변환기 16은 전파 정류기 기능을 하며 노드 164에서의 출력전압은 스윙 검출기 12 및 14에 의하여 출력되는 출력 신호에 따라 변화될 것이다.

게이팅 신호가 로우(0V 혹은 0V에 가까운)로 되면 Q22는 턴오프된다. 그러면 전류는 R6을 통하여 Q21의 컬렉터-에미터간 경로를 통하여 턴온되는 Q21의 베이스로 흘러 노드 164를 접지전위 혹은 접지전위에 가까운 레벨로 클램프시킨다. 동시에 전류는 R6을 경유하여 Q20의 컬렉터-에미터간 경로를 통하여 턴온되는 Q20의 베이스로 흘러 Q18N 및 Q18P의 베이스를 접지전위 혹은 접지전위에 가까운 레벨로 클램프시킨다. 따라서 Q18N 및 Q18P는 턴오프되어 음의 스윙 검출기 12 및 양의 검출기 14를 디스에이블시킨다. 동시에 Q21의 턴온은 노드 164를 접지전위로 클램프하여 어떤 전류도 피크 검출기로 흐르지 못하도록 한다. 이와같이, 게이팅 신호가 하이이면 전파 정류기가 인에이블되며 게이팅 신호가 로우가 되면 전파 정류기는 디스에이블된다.

트랜지스터 Q21 및 Q20이 턴오프되는 게이팅 신호가 하이인 상태에 대한 제1도의 회로 동작이 기술된다. 이 상태에서는 전압 V_B가 Q18N 및 Q18P의 베이스로 인가된다. 스윙 검출기 12 및 14는 그 신호 입력 단자 13N 및 11P로 인가되는 컬러-언더 신호 V_IN과, 검출될 컬러-언더 신호 V_IN의 버어스트부의 진폭 및 극성, 그리고 그 입력 단자 11N 및 13P로 인가되는 기준 전압 V_REF1을 제외하고 동일하다. 검출기 14의 직류 바이어스 상태 및 출력은 검출기 12와 근본적으로 동일하므로 각 동작 모드의 상세한 설명은 참조 부호 끝에 N 및 P를 사용하지 않고 다시 그린 단일 검출기를 도시한 제5도를 참조하여 기술된다.

제5도에서, 스위치 S1 및 S2는 두 개의 신호 상태를 나타내는데 이용된다. 상태(1)에 대하여 입력 단자 7는 교류 신호 V_IN이 인가되는 단자 19에 접속되며 노드 11은 기준 전압 V_REF1이 인가되는 단자 21에 접속된다. 이 상태는 검출기 12의 동작에 해당한다. 상태(2)에 대해서, 입력단자 7은 기준 전압 V_REF1이 인가되는 단자 21에 접속되며 노드 11은 교류 신호 V_IN이 인가되는 단자 19에 접속된다. 이 상태는 검출기 14의 동작에 해당한다.

V_B가 Q18의 베이스로 인가되면 상대적으로 일정한 전류 I_T는 Q18의 컬렉터-에미터 경로를 통하여 노드 45로부터 접지전위로 흐르게 된다. 직류전압이며 설명을 위해 Vcc/2라고 가정한 전압 V_REF1이 Q1의 베이스로 인가되고, 동시에 약 V_REF1(V_IN+V_REF1)를 변화시키는 교류신호 V_IN이 단자 7로 인가된 다음 저항 R1을 통하여 Q2의 베이스로 인가된다고 가정하자. 만일 초기의 V_IN이 0이라 하면 V_REF1은 처음부터 트랜지스터 Q2N 및 Q1N의 차동 쌍의 베이스에 인가된다고 볼 수 있다. Q2N 및 Q1N이 유사한 동작 특성을 가진다고 가정하면 V_IN=0에 대하여 Q1N의 에미터 전류 I_E1은 Q2N의 에미터 전류 I_E2와 같고 I_T=I_E1+I_E2가 성립됨은 명백하다. 그러므로 Q1의 컬렉터 전류 I_C1이 Q2의 컬렉터 전류 I_C2와 동일한 것으로 볼 수 있다. 마찬가지로 Q4 및 Q5가 유사한 동작 특성을 가진다고 하면 Q1에 의해 끌어온 그리고 Q4를 통하여 흐르는 컬렉터 전류는 동일 진폭 전류로 Q5를 통하여 흐를 것이다. 베이스 전류를 무시하면 Q4로부터의 컬렉터 전류는 Q1에 의해 요구되는 컬렉터 전류와 거의 동일하며, Q5로부터의 컬렉터 전류는 Q2에 의해 요구되는 컬렉터 전류와 동일하다.(본 발명의 일실시예에서 트랜지스터의 순방향 전류이득 B가 상대적으로 높고 베이스 전류는 제1근사치로 무시할 수 있는 것으로 가정된다.)

따라서 V_IN=0이고 단자 11과 7로 V_REF1이 인가될 때, Q1 및 Q2의 베이스로 V_REF1이 인가되어 Q3을 통하여 흐르는 에미터 전류는 많아야 Q3의 B에 의해 분할되는 Q2를 통하여 흐르는 작은 베이스 전류와 같다. 그러므로 V_IN=0일 때 Q3의 출력 컬렉터 전류 I_C3은 근본적으로 0이라 가정할 수 있다. 즉, I_C3에 의해 결정되는 바와 같이 가산 라인 57로의 출력 전류 I₀는 실질적으로 0이 된다.

상술한 설명은 검출기 12 및 14의 직류 바이어스 상태에 대해서 적용된다. 그러므로, V_IN=0에 대해, 검출기 12의 출력 전류 I_ON및 검출기 14의 출력전류 I_OP는 0이거나 0에 가깝다. 제1도의 회로 출력과 특히 검출기 12 및 14의 동작이 V_IN이 V_REF1에 비해 음이거나 V_IN이 V_REF1에 비해 양인 상태에 대해서 설명된다.

다시 제5도를 참조하여 우선 스위치 S1은 V_IN을 단자 7로 인가하고 스위치 S2는 V_REF1를 단자 11로 인가하는 검출기 12의 동작을 수행하는 제1상태를 살펴보자.

V_IN이 제1상태로 설정되는 스위치 S1 및 S2를 구비하고 음으로 되면, 즉, 단자 7에서의 신호가 노드 11에서의 신호에 비해 음이면 Q2의 베이스에서의 전압은 Q1의 베이스에서의 전압에 비해 음으로 된다. 노드 45에서의 전압은 Q1에 의해 제공되는 순방향으로 도통하는 베이스-에미터 접합전압 오프셋으로 Q1이 베이스에서의 더 높은 전압 V_REF1을 추격하면서 변하지 않으려 한다. 노드 45에서의 상승된 전압은 Q2의 베이스-에미터간 전압을 감소시키며 Q2의 도통기간이 짧아진다. 그러나 동시에 노드 53으로부터 Q1에 의해 요구되는 전류 I_C1이 증가하여 Q4 및 Q5의 베이스로부터 노드 53으로 유입되는 전류 I_B4및 I_B5를 증가시키고 I_C1전류요구가 채워질때까지의 Q4 컬렉터로부터 노드 53으로 흐르는 전류 I_C4를 증가시킨다. 전류 미러 동작에 의하여 Q5에 의하여 공급되는 컬렉터 전류 I_C5는 Q4에 의하여 컬렉터 전류 I_C4와 함께 증가한다. Q2의 도통기간이 짧아지고 있으므로 증가하는 I_C5전류는 증가된 I_B3전류로서 Q3의 베이스로 흐른다. Q3의 베이스로의 증가된 I_B3전류 유입은 Q3의 에미터로부터 노드 13으로 흐르는 전류에 있어 Q3의 (B+1) 공통 컬렉터 이득에 의해 증배된다. Q3의 에미터 전류는 주로 저항 R1을 통하여 흘러 거기에 걸리는 전압 강하를 유발하며 이 전압강하는 음의 값을 가지는 단자 7에서 V_IN에 응답하여 감소될 Q2의 베이스-에미터간 전압을 대부분 극복하기 위하여 충분히 증가한다. 따라서 Q2의 도통기간이 길어져, Q3으로부터 에미터 전류가 I_E3가 실질적으로 (V_REF1-V_IN)과 같은 R1에 걸리는 전압강하를 유지하기에 충분할 정도로 많은 I_B3를 유지하는 것이 필요할 때 Q4에 의하여 공급되는 증가된 컬렉터 전류 I_C4를 Q3의 베이스부터 귀환시킨다. 즉, 노드 13으로의 전류 귀환은 전류 I_E3의 일부가 Q2의 베이스로 흐르고 Q1 및 Q2를 통한 전류레벨은 노드 13에서의 전압이 노드 11에서의 전압 혹은 노드 11에서의 전압에 가까운 수준으로 유지하도록 재조정되는 효과를 가져온다.

이 폐루프 설명은, V_REF1에서의 노드 11에 대해 입력단자 7에서의 신호가 반전 노드 13에서의 전압을 감소시키려할 때 Q3은 저항 R1을 통하여 흐르는 전류를 철회시키므로써 V_REF1혹은 이에 가까운 전압을 노드 13이 유지하도록 충분한 귀환을 제공하리라는 것을 보여준다. 노드 11로 인가되는 V_REF1의 상태 및 V_REF1에 대하여 음으로 변하는 교류신호에 대해, 노드 13은 사실상의 AC 접지 기능을 하며 V_REF1를 유지하려 할 것이다.

Q3은 노드 13을 V_REF1로 유지시키기 위해 노드 13에서 필요한 모든 전류를 공급할 수 있으므로, 입력 단자 7로 인가되는 V_IN이 음으로 갈수록 저항 R1를 통하여 흐르는 전류는 (V_REF1-V_IN)/R₁(R₁은 저항 R1의 저항값)이 될 것이다. 그러므로 R1을 통해 흐르는 전류 I₁은 AC신호가 음의 방향에서 증가할수록 선형적으로 증가할 것이다. 또한 바이폴라 트랜지스터의 컬렉터 및 에미터 전류는 B:(B+1)비율 관계가 있으며 NPN 모놀리식 집적회로 트랜지스터의 B는 상시 적어도 30이므로 Q3의 I_C3와 동일한 출력 전류 I₀는 R1를 통하여 흐르는 전류 I₁과 근본적으로 같다.

V_IN이 상기 제1상태로 설정된 S1 및 S2를 구비하고 양으로 변할 때, 즉 단자 7에서의 신호가 노드 11에서의 신호에 비해 양일 때, 단자 7로부터 R1을 경유하여 Q2의 베이스로 전류가 흐른다. Q2는 Q1보다 더 도전되어 Q1의 도통기간이 짧아진다. Q1의 짧아진 도통기간으로 인해 Q4 및 Q5의 도통기간 역시 짧아진다. 동시에 Q2의 도전기간이 길어짐에 따라 노드 51로부터의 더 많은 컬렉터 전류를 끌어올려 전류를 Q3의 베이스에서 방향을 바뀌게 하여 Q3을 비도통 상태로 한다. 또한 Q2는 포화 도통상태로 되어 Q3의 베이스-에미터 접합에 걸리는 전압을 그 접합 도전을 유지시키기 위한 레벨 이하로 감소시킨다. 따라서 단자 7에서의 이 V_IN이 단자 11에서의 V_REF1에 비해 양이면 Q3은 턴오프되며 Q3에 의한 가산 라인 57로의 어떤 전류 요구도 존재하지 않는다.

이와 같이 음의 스윙 검출기 12는 V_IN이 V_REF1에 비해 음일 때 V_IN과 선형적으로 증가하는 출력전류 I_ON을 출력한다. 이 출력전류 I_ON은 V_IN이 V_REF1에 비해 양일 때 0이 된다.

양의 스윙 검출기 14의 동작을 제5도를 참조로 설명한다. 이때 스위치 S1 및 S2는 제2상태, 즉 스위치 S2은 V_REF1를 단자 7로 인가하며 스위치 S2는 V_IN을 비반전 단자 11로 인가하여 검출기 14의 동작을 수행하는 상태로 설정된다.

V_IN이 제2상태로 설정된 스위치 S1 및 S2를 구비하고 양으로 변할 때, 즉 노드 11에서의 전위가 단자 7에서의 전위보다 더 양일 때, Q1의 베이스는 턴오프되는 Q2에 대하여 양이 된다. 그러나 Q1의 베이스상에서의 전압이 증가함에 따라 그 컬렉터 전류 I_C1이 증가한다. 이 증가된 컬렉터 전류는 I_C2+I_E3로의 증가를 가져오는 Q4 및 Q5를 통하여 반조된다. Q2는 턴오프되므로 증가된 전류는 Q3의 베이스로 유입되어 노드 13으로 Q3의 에미터 전류 I_E3및 컬렉터 전류 I_C3의 증가를 가져온다. 노드 13으로의 증가된 전류는 Q2의 베이스에서의 전압을 노드 11에서의 전위 V_IN의 값과 대략 같은 값으로 상승시킨다. 노드 13에서의 전압이 V_IN이고 입력 단자 7이 V_REF1이 접속되므로 R1를 통하여 흐르는 전류는 (V_IN-V_REF)/R₁이 된다. Q3의 에미터로부터 R1를 통하여 흐르는 전류는 근본적으로 동일한 컬렉터 전류 I_C3를 발생시킨다.

V_IN이 제2상태로 설정되는 스위치 S1 및 S2를 구비하고 음으로 되면, 즉 노드 11에서의 전위가 단자 7에서의 전위보다 더 음이면 Q1의 베이스는 Q2의 베이스에 비해 더 음이 된다. Q1의 도통기간이 짧아지므로 Q4 및 Q5를 통한 전류 역시 감소한다. 트랜지스터 Q2가 더 많은 전류를 도전시킬수록 노드 51로부터의 더 많은 전류가 흐르지 못해 Q3의 컬렉터-에미터 경로를 통한 도전을 차단시킨다.

따라서 제5도의 회로에서 Q3은 노드 11에서의 전압과 같은 노드 13에서의 전압을 유기시키기 위해 충분한 전류를 제공을 보여준다. 이 상태에서 입력단자 7이 음으로 되고 노드 13이 V_REF1을 유지할 때 R1 및 Q3을 통하여 흐르는 전류는 (V_REF1-V_IN)/R₁이 된다. 이와 같이 제1도의 양의 스윙 검출기 14는 V_IN이 V_REF에 비해 양일 때 V_IN에 따라 선형적으로 증가하는 출력 전류 I_Op를 출력한다. 또한 양의 스윙 검출기 14는 V_IN이 V_REF1에 비해 음일 때 0이 되는 출력 전류 I_Op를 발생시킨다. 따라서 검출기 12와 14는 매우 작은 신호 차동에도 응답할 수 있음이 명백하다. 제1도를 참조하면, 가산 출력 라인 57상에서의 음의 스윙 검출기 12에 의해 출력되는 반파 정류전류 I_ON이 양의 스윙 검출기 14에 의해 출력되는 반파 정류 전류 I_OF와 아날로그 OR 혹은 배선 OR 동작으로 가산된다. 결과적으로 얻어지는 가산 출력 라인 57상에서의 전파 정류 전류는 전류/전압 변환기 16의 입력으로부터 공급된다.

제4도는 스윙 검출기 12 및 14중 하나를 제5도 보다 더 일반적인 방식으로 도시하였다. 제4도의 회로는 클리퍼로서 정류기보다 더 일반적인 것으로 볼 수 있다. 제5도의 트랜지스터 Q1, Q2, Q4, Q5, Q18은 모두 제4도의 클리퍼 혹은 스윙 검출기에 도시한 바와 같이 연산 증폭기(OP-AMP) 401과 같이 동작한다. Q1의 베이스는 연산 증폭기 401의 비반전(+) 입력에 해당하며 Q2의 베이스는 연산 증폭기 401의 반전(-) 입력에 해당한다. 또 Q2와 Q5의 컬렉터 사이의 노드 51은 연산 증폭기 401의 출력단 OA에 해당한다. 상기 연산 증폭기 401은 클리퍼 혹은 스윙검출기의 제5도의 실시예에서 연산 트랜스컨덕턴스 증폭기(OTA;operational transcondutance amplifier)이다. 11자로 시작하는 참조부호를 가진 노드 혹은 단자는 제4도의 클리퍼 혹은 스윙검출기의 두 입력단자중의 하나인 연산 증폭기 401의 비반전(+) 노드 혹은 단자를 정의한다. 13으로 시작하는 참조부호를 가진 노드 혹은 단자는 연산 증폭기 401의 반전(-) 노드 혹은 단자를 정의한다.

전체적으로 고려될 제4도의 클리퍼 혹은 스윙검출기에서, 11자로 시작하는 참조부호를 가진 노드 혹은 단자는 2개의 입력중의 하나이다. 노드 13은 사실상의 접지기능을 하는 내부 노드이다. 저항 R1은 노드 13 및 7자로 시작하는 참조부호를 가진 단자 사이에 접속되며 제4도의 클리퍼 혹은 스윙검출기의 또 다른 하나의 입력단자이다.

연산 증폭기 401은 연산 증폭기 401의 출력 OA로부터 접속된 입력 및 부하로서 저항 R1를 가진 노드 13에 접속된 비반전 출력을 가진 귀환 증폭기에 의하여 그 출력 OA로부터 반전(-) 입력 13으로의 축퇴귀환이 제공된다. 상기 귀환 증폭기는 또한 제4도에 반전 출력(10)으로 도시된 클리퍼 혹은 스윙검출기의 출력단자에 접속된 출력을 가진다. 상기 귀환 증폭기는 에미터 부하로서 저항 R1 및 Q3의 컬렉터로부터 제4도의 클리퍼 혹은 스윙검출기의 반전 출력(10)에 접속된 출력을 가진 Q3의 공통 컬렉터 증폭기 혹은 에미터 폴로워 접속으로서 제4도에 도시되어 있다.

에미터 부하로 저항 R1을 가지고 공통 컬렉터 증폭기로서 접속된 바이폴라 트랜지스터 Q3에 의해 제공되는 귀환 증폭기는 전류/전압 변환 소자로서 저항 R1을 구동시키는 전류 증폭 소자 역할을 하는 Q3을 가진 트랜스레지스턴스 증폭기로 볼 수 있다.

제3도는 VHS방식의 비디오 카셋트 레코더(VCR)에 대한 녹화재생 시스템을 도시한 것으로, 가변 이득 제어 증폭기로 인가되는 자동 컬러 제어(ACC) 신호를 컬러-언더 신호로부터 직접 취하도록 변경한 것이다. 제3도에 도시한 바와 같이 본 발명에 따른 녹화 재생 시스템은 비디오 녹화 장치에 기록된 휘도 정보 및 상기 색도 정보를 감지하고 색도 정보로부터 휘도 정보를 분리하는 수단 305,307,309,311,313과, 휘도 정보에 포함된 수평 및 수직 동기정보를 분리하기 위한 수단 317 및 321과, 그리고 상기 분리된 수평 및 수직 동기 정보에 응답하여 상기 분리된 색도 정보에서 버어스트 구간의 발생을 결정하고 버어스트 구간의 발생시 버어스트 게이트 신호를 출력하는 버어스트 게이트 발생 수단 331를 포함한다. 가변 이득 제어 증폭기 수단 303은 제어 신호에 응답하여 제어되는 이득을 가진 분리된 색도 정보에 응답하여 이득이 제어된 분리된 색도 정보를 출력한다. 가변 이득 제어 증폭기 301의 출력에서 분리된 색도 정보와 컬러 버어스트 신호는 상기 컬러 버어스트 신호의 피크를 검출하여 피크 검출 결과를 출력하는 버어스트 게이트 구간동안 선택적으로 인에이블되는 수단 303,12,14,16,18에 의하여 정류된다. 아날로그 비교기 22는 상기 피크 검출 결과를 소정 레벨과 비교하여 자동 컬러 제어(ACC) 루프 기능을 하는 자동 이득 제어 루프를 완료하기 위한 가변 이득 제어 증폭기 301로 인가되는 제어 신호를 출력한다.

가변 이득 제어 증폭기 301은 1992년 6월 10일 삼성전자에 의해 출원된 CONTROLLED GAIN AMPLIFIER WITHOUT DC SHIFT OR SIGNAL PHASE REVERSAL IN LOAD CURRENT 제목의 미국 특허 출원 번호 제07,896,442에서 발명자에 의해 기술된 형태로 되어 있다. 상기 가변 이득 제어 증폭기 301은 상기 가변 이득 제어 증폭기 301 외에도 증폭기 301로 부터의 컬러-언더 신호에 응답하여 기준접압 V_REF1이 기준이 될 때 컬러-언더 신호를 공급하는 증폭기 301과, 컬러-언더 신호의 버어스트부에 대한 검출기 12 및 14로 구성된 전파 정류기와, 전파 정류된 컬러-언더 신호에 응답하여 컬러 동기 버어스트 신호가 검출기 12 및 14에 의하여 없어지며 페디스를 전압 V_REF2에 더해진 전파 정류된 버어스트 전압을 공급하는 전류/전압 변환기 16과, 상기 전류/전압 변환기 16으로부터 공급되는 전파 정류된 버어스트에 응답하여 컬러-언더 신호의 진폭을 측정하는 신호를 출력하는 피크 검출기 18과, 컬러-언더 신호의 진폭을 측정하는 상기 신호가 기준접압 V_REF3을 초과하는 양에 따라 가변 이득 제어 증폭기 301에 대하여 이득제어 신호를 출력하는 비교기 22를 구비하는 자동 컬러 제어(ACC) 루프에 의하여 제어되는 이득을 가지고 있다.

자동 컬러 제어(ACC)는 전적으로 컬러 버어스트가 발생하는 시간에서 버어스트 게이팅 펄스가 공급될때만 인에이블 되는 검출기 12와 14로 선발된다. V_GATE에서 버어스트 게이팅 펄스는 제6도에서 도시된 종래의 녹화 재생 시스템과 비슷하게 버어스트 게이트 발생부 331에 의하여 출력된다. 제3도의 선발 자동 컬러 제어(ACC)는 컬러 버어스트가 상향 주파수 변환 후에 3.58MHz에서 검출되기 보다는 상향 주파수 변환 전에 컬러-언더 신호로부터 629KHz에서 검출된다는 점에서 제6도의 종래의 녹화 재생 시스템과 다르다. 그러나 버어스트 게이트 구간동안 검출할 수 있는 사이클의 횟수가 감소되므로 컬러-언더 신호로부터 629KHz에서의 컬러-버어스트의 검출은 3.58MHz에서의 통상의 컬러 버어스트의 검출보다 수행하기가 더 어렵다. 각 주사선의 버어스트 게이트 구간동안 629KHz에서 컬러 버어스트의사이클만이 출력한다. 선발 동기 검출을 이용하여 잡음 면역을 실현하는 것도 편리하지 않다. 629KHz 컬러 버어스트의 이들 몇몇 사이클의 피크 검출은 3.58MHz에서의 컬러 버어스트의 통상적인 검출보다 더 많은 문제점을 가지고 있다.

제3도의 크로마 검출 시스템의 일부인 반파 정류기 12 및 14 그리고 전류/전압 변환기 16의 동작이 제2도의 파형도를 참조로 하여 좀 더 쉽게 설명한다. 제2도의 파형 A는 제1도의 단자 19 및 21 사이에 인가되는 교류 입력 신호 V_IN이다. 제3도에 도시된 증폭기 303의 출력단에서 나오는 전압 V_REF1을 기준으로 한 컬러-언더 신호를 나타내는 파형 A는 시간 t1 및 t2 사이에 발생하는 버어스트 신호와 시간 t3 및 t4 사이에 나타나는 라인 정보 신호를 가지고 있다. 상기 라인 정보 신호는 2개의 색차 신호를 인코딩하는 직각 진폭 변조(QAM) 측파대로 구성된다. 629KHz의 주파수에서 발생하는 버어스트 신호는 기준신호이며 증폭기 301의 이득을 제어하기 위해 적절히 검출되는 것이 중요하다.

버어스트로 표시된 파형 A의 일부를 참조하면, 버어스트 신호는 V_REF1에 대하여 양과 음으로 천이하며 몇 밀리볼트에서 1볼트 이상까지의 범위를 가진 진폭을 가지는 교류신호임을 유의해야 할 것이다. 파형 B는 시간 t1에서 t2까지 하이로 천이하는 게이팅 신호 V_GATE이다. 파형 B는 제3도의 버어스트 게이트 발생부 331로부터 공급되며 제1도에서 이 파형은 전원 205에 의하여 출력되며 단자 207로 인가된다. 상술한 바와 같이, V_GATE가 하이이면 반파 정류기 12 및 14는 인에이블되며 V_GATE가 로우이면 반파 정류기 12 및 14는 디스에이블된다. 결과적으로 V_GATE가 하이일때만 음과 양의 버어스트 신호가 검출되며 제2도이 파형 C에 도시한 바와 같이 V_GATE상의 중첩된 전파 검출 신호를 출력시킨다.

V_REF2상에서 중첩된 전파 정류된 신호 V_FN은 파형 A에 도시된 형태의 버어스트 신호에 응답하여 제1도의 노드 164에서 발생되는 신호이다. 노드 164에서의 V_FN신호는 피크 검출 트랜지스터 Q14의 베이스로 인가되어 에미터 폴로워 작용에 의해 캐패시터 C1를 노드 164에서(V_BE전압 강하 보다 적은) 신호의 값으로 충전시킨다.

제2도의 파형 D에 도시한 바와 같이, V_GATE가 하이일 때, 피크 검출기 18의 출력 182에서의 전압 V_PK는 게이팅 주기동안 증가한다. 게이팅 주기의 끝을 잇따라 전하 캐패시터 C1은 R4와 비교기 22의 입력컨덕턴스를 통하여 서서히 방전한다. C1 및 R4(그리고 비교기 22의 입력컨덕턴스)는 C1을 매우 천천히 방전시키는 값을 가진다.

상술한 바와 같이, 게이팅 주기 t1-t2동안 Q20 및 Q21은 턴오프된다. 게이팅 주기완료 후에(즉 게이팅 신호가 로우상태 일 때), Q21은 턴온되어 노드 164 및 Q14의 베이스를 접지 전위 혹은 그것에 가까운 레벨로 클램프시킨다. 이는 어떤 신호도 전류/전압 변환기 16으로부터 피크 검출기 18로 공급되지 못하도록 하여 캐패시터 C1으로 통하게 한다.

피크 검출기 18의 V_PK는 Q15 및 Q16로 구성된 차동 증폭기의 일 입력이 되는 Q15의 베이스로 인가된다. 기준전압 V_REF3은 Q17의 베이스로 인가되는데 그 에미터 전압(V_REF3-V_BE)은 Q15와 에미터 접속된 차동 증폭기 Q16의 베이스로 인가된다. 그러므로, 노드 182에서의 전압 V_PK가 Q16의 베이스에서의 전압보다 클 때 Q15는 도통되며 Q15의 컬렉터에서의 전압 V_O1은 Q16의 컬렉터에서의 전압 V_O2보다 작다. 한편 노드 182에서의 전압이 Q16의 베이스에서의 전압보다 작으면 V_O1은 V_O2보다 크다. 푸시풀 전압 V_O1및 V_O2은 제3도에 도시한 바와 같이 증폭기 301의 이득을 제어하고 다른 제어 기능을 수행하는데 이용될 수 있다.

제1도의 진폭 피크 검출기는 3.58MHz 컬러 버어스트가 검출되는 자동 컬러 제어(ACC) 루프에서 컬러 버어스트의 피크 진폭을 검출하는데 선택적으로 사용될 수 있다. 선발 동기 검출기와는 달리, 제1도의 진폭 피크 검출기는 잡음 면역이 되어 있지 않다. 그러나, 잡음이 있는 상태 동안 색차신호의 진폭의 감소는 비디오 카셋트 레코더(VCR) 및 털레비젼 수상기 설계자에 의하여 계획적으로 추구될 수 있다. 제1도의 진폭 피크 검출기는 선발 동기 검출을 제공하기 위하여 원한다면 간단히 변경될 수 있다. 이는 노드 201로부터 떨어진 저항 R5의 단을 연속적인 동작전위 Vcc 대신에 3.58MHz 비율에서 0으로 되는 동작전위 Vcc에 접속시키므로써 수행될 수 있다. 다른 실시예로, 3.58MHz 정형파 전류원이 노드 201로 인가될 수 있다.

이상에서 상술한 바와 같이, 본 발명을 도면에 따라 도시하고 실시예에 따라 설명하였지만 본 발명은 이에 한정되지 않고, 본 발명의 기본 정의를 벗어나지 않는 범위내에서 여러 가지 변화와 변형이 가능함을 이 분야의 통상의 지식을 가진 자라면 누구나 명백히 알 수 있을 것이다.

Claims (8)

1. 표준 방송 텔레비젼 신호에서의 주파수들 이하의 주파수들에서 수평 및 수직 동기 정보를 포함하는 휘도 정보와 상기 표준 방송 텔레비젼 신호에서의 주파수 이하의 주파수에서 컬러 버어스트 신호들을 버어스트 구간 동안에 포함하는 크로마 정보로써 기록되는 비디오 기록매체에서의 녹화 재생을 위한 장치에 있어서, 상기 비디오 기록매체에 기록되는 상기 휘도 정보 및 상기 크로마 정보를 감지하여 상기 크로마 정보로부터 상기 휘도 정보를 분리하는 수단과, 상기 휘도 정보에 포함된 상기 수평 및 수직 동기 정보를 분리하는 수단과, 상기 분리된 수평 및 수직 동기 정보에 응답하여 상기 분리된 크로마 정보에서 버어스트 구간의 발생을 결정하며 상기 버어스트 구간 발생동안에 버어스트 게이트 신호들을 발생하는 버어스트 게이트 발생 수단과, 제어신호에 따라서 제어되는 이득을 가진 채 상기 분리된 크로마 정보에 응답하여 이득 제어된 분리 크로마 정보를 발생하는 수단과, 상기 버어스트 게이트 신호들에 의해 인에이블될 경우 상기 이득 제어된 분리 크로마 정보에 선택적으로 응답하여 상기 컬러 버어스트 신호의 피크를 검출하고 피크 검출 결과를 발생하는 수단과, 상기 피크 검출 결과를 소정 레벨과 비교하여 상기 제어 신호를 제공함에 의해 상기 제어신호에 따라서 제어되는 이득을 가진 채 상기 분리된 크로마 정보에 응답하는 상기 수단을 포함하는 자동 이득 제어 루프를 완결시키는 수단을 포함하여 이루어짐을 특징으로 하는 비디오 기록매체에서의 녹화 재생을 위한 장치.
2. 제1항에 있어서, 상기 휘도 정보의 주파수는 에너지의 대부분이 제1대역 주파수로 되어 있는 주파수 변조 신호를 발생하기 위해 휘도 반송파를 변조하고, 상기 크로마 정보는 상기 제1대역 이하의 주파수들로 된 제2대역 주파수들 내에 포함된 컬러-언더 신호임을 특징으로 하는 VHS방식으로 기록되는 테이프로부터 녹화 재생을 위한 비디오 기록매체에서의 녹화 재생을 위한 장치.
3. 제1항에 있어서, 상기 컬러 버어스트 신호의 피크를 검출하기 위한 상기 수단은 절대값을 기준으로 상기 신호를 검출하며, 상기 버어스트 게이트 신호에 의해 인에이블 되면서 상기 이득 제어된 분리 색도 정보에 선택적으로 응답하여 제1반파 정류 출력을 상기 컬러 버어스트 신호의 음의 구간에 발생시키는 수단과, 상기 버어스트 게이트 신호에 의해 인에이블 되면서 상기 이득 제어된 분리 색도 정보에 선택적으로 응답하여 제2반파 정류 출력을 상기 컬러 버어스트 신호의 양의 구간에 발생시키는 수단과, 전파 정류 출력을 얻기 위해 상기 컬러 버어스트 신호에 응답하여 상기 제1 및 제2반파 정류 출력을 결합하는 수단과, 상기 컬러 버어스트 신호에 응답하여 상기 전파 정류 출력의 피크를 검출하여 상기 피크 검출 결과를 발생하는 수단을 구비함을 특징으로 하는 비디오 기록매체에서의 녹화 재생을 위한 장치.
4. 표준 방송 텔레비젼 신호에서의 주파수들 이하의 주파수들에서 수평 및 수직 동기 정보를 포함하는 휘도 정보와 상기 표준 방송 텔레비젼 신호에서의 주파수 이하의 주파수에서 컬러 버어스트 신호들을 버어스트 구간 동안에 포함하는 크로마 정보로써 기록되는 비디오 기록매체에서의 녹화 재생을 위한 장치에 있어서, 상기 비디오 기록매체에 기록되는 상기 휘도 정보와 라인 정보 및 상기 버어스트 구간동안에 소정 주파수의 기준 크로마 신호를 포함하는 상기 크로마 정보를 감지하여 상기 크로마 정보로부터 상기 휘도 정보를 분리하는 수단과, 상기 휘도 정보에 포함된 상기 수평 및 수직 동기 정보를 분리하는 수단과, 상기 분리된 수평 및 수직 동기 정보에 응답하여 상기 분리된 크로마 정보에서 버어스트 구간의 발생을 결정하며 상기 버어스트 구간 발생동안에 버어스트 게이트 신호들을 발생하는 버어스트 게이트 발생 수단과, 신호 입력단 및 신호 출력단과 이득 제어 단자를 가지며 제어신호에 따라 제어되는 이득을 가진 채 상기 분리된 크로마 정보에 응답하여 이득 제어된 분리 크로마 정보를 상기 신호 출력단에 제공하는 가변 이득 제어 증폭기와, 상기 가변 이득 제어 증폭기의 상기 신호 출력단에 접속되고 버어스트 구간동안 인에이블되어 상기 기준 크로마 신호를 정류하여 피크를 검출하고, 거기에 응답하여 이득 제어 전압을 상기 가변 이득 제어 증폭기의 상기 이득 제어 단자로 인가하는 정류 및 피크 검출 수단을 구비함을 특징으로 하는 비디오 기록매체에서의 녹화 재생을 위한 장치.
5. 제4항에 있어서, 상기 정류 수단은, 비반전 입력 노드 및 반전 입력 노드와 출력 노드를 가진 검출 증폭기와, 상기 출력 노드 및 상기 반전 입력 노드 사이에 접속되어 그들간의 부 귀환을 제공하여 상기 비반전 노드에서의 전위와 동일한 상기 반전 노드의 전위를 유지하도록 상기 반전 입력 노드에 전류를 공급하는 전류 귀환 증폭 수단과,옴(ohmic)값을 가지는 저항 소자와, 상기 반전 입력 노드와 입력 단자간의 상기 저항 소자를 연결시키는 수단과, 기준전압을 상기 비반전 입력 노드와 상기 입력 단자중의 어느 하나에 인가하고 상기 가변 이득 제어 증폭기의 출력단으로부터 출력되는 신호를 상기 비반전 입력 노드 및 상기 입력 단자중의 다른 하나에 인가하는 수단을 구비함을 특징으로 하는 비디오 녹화 장치로 부터의 녹화 재생을 위한 장치.
6. 제5항에 있어서, 상기 전류 귀환 증폭 수단은 제어전극과 주 도전로의 양단이 되는 제1 및 제2전극을 가진 트랜지스터를 포함하며, 상기 제1전극은 상기 반전 노드에 접속되고 상기 제어 전극은 상기 출력 노드에 접속됨을 특징으로 하는 비디오 기록매체에서의 녹화 재생을 위한 장치.
7. 제5항에 있어서, 상기 검출 증폭기는 차동 접속된 제1 및 제2트랜지스터를 포함하며 상기 전류 귀환 증폭 수단은 제3트랜지스터를 가지고, 상기 각 트랜지스터는 제어전극과 도전로의 양단이 되는 제1 및 제2전극을 가지며, 상기 제1 및 제2트랜지스터의 제1전극은 전류원을 통하여 공통으로 동작전위의 제1점에 접속되며, 상기 제1트랜지스터의 제어전극은 상기 비반전 입력노드에 접속되며, 상기 제2트랜지스터의 제어전극과 상기 제3트랜지스터의 제1전극은 상기 반전 입력노드에 접속되며, 상기 제2트랜지스터의 제2전극과 상기 제3트랜지스터의 제어전극은 상기 출력노드에 접속됨을 특징으로 하는 비디오 기록매체에서의 녹화 재생을 위한 장치.
8. 제7항에 있어서, 상기 검출 증폭기는, 도전로의 양단과 제어전극을 형성하는 제1,2전극을 가지는 제4,5트랜지스터와, 상기 제1트랜지스터의 제2전극과 동작전위의 제2점 사이에서 상기 제4트랜지스터의 도전로를 연결시키며, 상기 제2트랜지스터의 제2전극과 상기 동작전위의 제2점 사이에서 상기 제5트랜지스터의 도전로를 연결시키는 수단과, 상기 제4,5트랜지스터의 상기 제어전극들을 상기 제1트랜지스터의 상기 제2전극에 연결시키는 수단으로 구성된 전류미러 수단을 구비함을 특징으로 하는 비디오 기록매체에서의 녹화 재생을 위한 장치.