JP2705074B2 - ドロップアウト補償回路 - Google Patents
ドロップアウト補償回路Info
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Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はVTRに好適なドロップアウト補償回路に関す
る。 〔発明の概要〕 本発明は、輝度信号Ｙを遅延せしめて生成されかつ輝
度信号Ｙのレベルと等しくなるようにレベル制御せしめ
られる遅延輝度信号YDで輝度信号Ｙのドロップアウトを
補償するようにしたドロップアウト補償回路において、
輝度信号Ｙから同期分離して得た輝度信号Ｙの平均レベ
ル（APL）の変動を含んだ水平同期信号HSYの水平同期パ
ルス期間またはペデスタル期間で、遅延輝度信号YDの水
平同期パルス期間またはペデスタル期間をクランプする
クランプ回路36とこのクランプ回路の出力とこの輝度信
号Ｙとを比較する比較回路37とを設け、この比較回路37
の出力によりこの遅延輝度信号YDのレベルを制御するよ
うにしたことにより、この輝度信号Ｙの平均レベルの変
動に対してこの遅延輝度信号YDの平均レベルを追従せし
め得るようになし、この輝度信号Ｙに対するクランプ回
路を削減して、この輝度信号Ｙに対してクランプ回路か
ら混入するノイズを低減できるようになし、併せてこの
ドロップアウト補償回路の構成を簡略化したものであ
る。 〔従来の技術〕 VTRでは、磁気テープの磁性体の欠落や、テープと磁
気ヘッドとの接触状態の変化などにより、再生信号の欠
損（ドロップアウト）が発生し、再生画面にノイズが現
れることがある。 従来、この欠損部は、映像信号が概ねライン相関を有
することにより、１水平期間（1H）前の信号を用いて補
償されていた。 まず、第３図を参照しながら、従来のVTRのドロップ
アウト補償回路について説明する。 第３図において、１対の回転磁気ヘッド（1A）及び
（1B）からの再生信号は、前置増幅器（２）を介して、
高域フィルタ（３）及び低域フィルタ（４）に供給さ
れ、FM輝度信号YFMと低域色信号CLとに分離される。低
域色信号CLは色信号処理回路（５）において搬送周波数
がf scの搬送色信号Ｃに変換され、端子（６）に導出さ
れる。FM輝度信号YFMはAGC増幅器（11）に供給され、こ
の増幅器（11）の利得は、その出力を供給された検波器
（12）の検波出力によって制御される。 増幅器（11）からのFM輝度信号YFMは、リミッタ（1
3）を介して、FM復調器（14）及び包絡線検波器（15）
に共通に供給される。復調器（14）からの輝度信号Ｙ
が、クランプ回路（16）を介して、切換スイッチ（17）
のＮ側固定接点に供給される。このスイッチ（17）の可
動接点は、検波器（15）の出力に制御されて、正常時に
はＮ側固定接点に接続され、ドロップアウト発生時には
Ｄ側固定接点に切り換えられて、スイッチ（17）の出力
が端子（７）に導出される。 スイッチ（17）のＤ側固定接点にはクランプ回路（2
6）の出力が供給される。両クランプ回路（16）及び（2
6）には、クランプパルスとして、FM復調器（14）の出
力から周期分離回路（18）で分離された水平同期パルス
Hsyが共通に供給されると共に、直流電圧源（19）から
の基準電圧が共通に供給される。 （20）は遅延信号系を全体として示し、（21）はガラ
スを用いた1H遅延線であって、スイッチ（17）から出力
された輝度信号Ｙは、ベースバンドの広帯域信号である
ため、AM変調器（22）と、例えば3f sc発振器（23）と
によって、一旦高域変換され、ガラス遅延線（21）で1H
遅延された後、復調器（24）によってもとのベースバン
ドの輝度信号Ｙにもどされる。復調器（24）からの遅延
された輝度信号YDは、増幅器（25）及びクランプ回路
（26）を介して、スイッチ（17）のＤ側固定接点に供給
される。増幅器（25）の利得は半固定抵抗器（27）によ
って、所定置に調整される。 第３図の従来例は次のように動作する。 クランプ回路（16）及び（26）において、通常の輝度
信号Ｙ及び遅延輝度信号YDの各同期尖頭レベルが直流電
圧源（19）からの基準電圧にそれぞれクランプされて、
直流分（平均レベル）の変動が除去される。 正常再生時、切換スイッチ（17）は図示とは逆の接続
状態にあり、FM復調器（14）からの輝度信号Ｙがそのま
ま端子（７）に導出される。 ドロップアウトが発生すると、リミッタ（13）の出力
中にリミットレベル以下の振幅変動分が現れる。この振
幅変動分が包絡線検波器（15）で検出され、スイッチ
（17）が図示の状態に切り換えられ、ガラス遅延線（2
1）により1Hだけ遅延された輝度信号YDが端子（７）に
導出されて、ドロップアウトが補償される。 また、ドロップアウトが1Hよりも長い場合、1Hごとの
繰返し波形が出力される。 〔発明が解決しようとする問題点〕 ところが、第３図の従来例では、スイッチ（17）の切
換の前後における輝度信号Ｙ及び遅延輝度信号YD間のレ
ベル差を抑えるために、増幅器（25）の利得を、例えば
所定値±0.1dBのような狭い範囲に調整しなければなら
ないという問題があった。 この遅延信号系（20）の利得調整の問題を解消するた
めに、輝度信号Ｙ及び遅延輝度信号Ydのレベル差に応じ
て、遅延信号系の利得を自動制御するようにしたものも
従来知られている。 次に、第４図を参照しながら、従来のVTRの他のドロ
ップアウト補償回路について説明する。 第４図において、（1A），（1B）〜（19）は前出第３
図と同様である。 （30）はAGC遅延信号系を全体として示し、（31）はC
CDを用いた1H遅延線であって、ダイナミックレンジを確
保するために、その入力側のクランプ回路（32）を介し
て、スイッチ（17）の出力が供給される。CCD遅延線（3
1）には、転送条件及びダイナミックレンジの最適化の
ために、クランプ回路（32）と共に、オートバイアス回
路（33）から適宜に変化する直流電圧が供給される。ま
た、クランプ回路（32）には同期分離回路（18）からの
水平同期パルスHsyが供給される。 CCD遅延線（31）からの1H遅延された輝度信号YDは、
増幅器（35）及びクランプ回路（36）を介して、スイッ
チ（17）のＤ側固定接点に供給される。（37）は比較器
（差動増幅器）であって、両クランプ回路（16）及び
（36）からそれぞれ輝度信号Ｙ及び遅延輝度信号YDが供
給される。比較器（37）の出力信号が検波器（38）に供
給され、検波器（38）の検波出力が、制御信号として、
増幅器（35）に供給されて、増幅器（35）の利得が所定
値に自動調整される。 なお、図示は省略するが、検果器（38）の時定数は、
例えば１秒程度に設定される。 第４図の従来例においても、ドロップアウトが発生す
ると、スイッチ（17）が図示の状態に切り換えられ、CC
D遅延線（31）により1Hだけ遅延された輝度信号YDが端
子（７）に導出されて、ドロップアウトが補償される。 この場合、比較器（37）及び検波器（38）により、増
幅器（35）の利得は、遅延輝度信号Ydのレベルが通常の
輝度信号Ｙのレベルと等しくなるように制御されている
から、ドロップアウト補償時、出力端子（７）における
信号レベルの変動は生じない。 ところが、第４図の従来例では、通常の輝度信号Ｙ
が、スイッチ（17）の前及び後の２個のクランプ回路
（16）及び（32）を経て、CCD遅延線（31）に供給され
る。このため、水平同期パルスHsyにノイズが混入した
場合、このノイズにより輝度信号Ｙのレベルが細かく変
動する，クランプ回路の誤動作の発生の確率が２倍にな
るという問題があった。 また、通常の輝度信号Ｙと遅延輝度信号Ydとのそれぞ
れにクランプ回路（16）及び（36）を設けているため、
回路構成が複雑になるという問題があった。 かかる点に鑑み、本発明の目的は、通常の輝度信号Ｙ
に対するクランプ回路を削減することができて、構成が
簡単で、クランプ回路の誤動作を低減することのできる
ドロップアウト補償回路を提供するところにある。 〔問題点を解決するための手段〕 本発明は、輝度信号Ｙを遅延せしめて生成されかつ輝
度信号Ｙのレベルと等しくなるようにレベル制御せしめ
られる遅延輝度信号YDで輝度信号Ｙのドロップアウトを
補償するようにしたドロップアウト補償回路において、
輝度信号Ｙから同期分離して得た輝度信号Ｙの平均レベ
ルの変動を含んだ水平同期信号HSYの水平同期パルス期
間またはペデスタル期間で、遅延輝度信号YDの水平同期
パルス期間またはペデスタル期間をクランプするクラン
プ回路36と、このクランプ回路の出力とこの輝度信号Ｙ
とを比較する比較回路37とを設け、この比較回路37の出
力によりこの遅延輝度信号YDのレベルを制御するように
したことにより、この輝度信号Ｙの平均レベルの変動に
対してこの遅延輝度信号YDの平均レベルを追従せしめ得
るようにしたドロップアウト補償回路である。 〔作用〕 かかる構成によれば、もとの輝度信号に対するクラン
プ回路を削減することができて、構成が簡単化されると
共に、クランプ回路の誤動作が低減される。 〔実施例〕 以下、第１図及び第２図を参照しながら、本発明によ
るドロップアウト補償回路の一実施例について説明す
る。 本発明の一実施例の構成を第１図に示す。この第１図
において、前出第３図及び第４図に対応する部分には、
同一の符号を付して重複説明を省略する。 第１図の実施例において、FM復調器（14）からの輝度
信号Ｙは、第３図及び第４図の従来例のようにクランプ
回路（16）を通ることなく、切換スイッチ（17）のＮ側
固定接点と、AGC遅延信号系（30）の比較器（37）の非
反転入力端子とに共通に供給される。 また、遅延信号系（30）のクランプ回路（36）には、
直流電圧源（19）からの基準電圧（第４図参照）に代え
て、スイッチ（17）の出力、即ち、出力端子（７）に導
出されると同一の出力信号が供給される。 その余の構成は前出第４図の従来例と同様である。 第１図の実施例におけるクランプ回路（36）として、
例えば、第２図に示すようなフィードバック型の同期グ
ランプ回路が使用される。 第２図において、入力端子T1に供給された遅延輝度信
号YDは、それぞれエミッタホロワ接続のnpnトランジス
タQ1及びpnpトランジスタQ2を介して、差動接続された
一方のnpnトランジスタQ3のベースに供給される。他方
のトランジスタQ4のベースには、入力端子T2から第１図
のスイッチ（17）の出力、通常は、輝度信号Ｙが供給さ
れる。両トランジスタQ3及びQ4のエミッタが、共通のト
ランジスタQ5のコレクタ・エミッタと抵抗器R2とを介し
て接地され、このトランジスタQ5のベースには、入力端
子T3から正極性のクランプパルスが供給される。トラン
ジスタQ3及びQ4の各コレクタは、それぞれカレントミラ
ー接続のダイオードD1及びトランジスタQ6を介して、電
源Vccに接続される。トランジスタQ4のコレクタには、
外部接続端子T4を介して、例えば１μＦの容量のコンデ
ンサC1が接続される。トランジスタQ4のコレクタ電流が
例えば２μＡに設定されて、このコンデンサC1の電荷の
放電時定数が例えば１秒に設定される。 トランジスタQ4のコレクタの出力が、ダーリントン接
続のnpnトランジスタQ7及びQ8から成るエミッタホロワ
と、エミッタホロワ接続のpnpトランジスタQ9とを介し
て、npnトランジスタQ10のベースに供給される。トラン
ジスタQ10のコレクタは電源Vccに接続され、そのエミッ
タは抵抗器５及びカレントミラー接続のダイオードD2を
介して接地される。カレントミラー接続のnpnトランジ
スタQ11のコレクタがpnpトランジスタQ2のベースに直接
に接続されると共に、抵抗器R1を介して、npnトランジ
スタQ1のエミッタに接続され、トランジスタQ11のエミ
ッタは接地される。両抵抗器R1及びR5の抵抗値は互いに
等しく、例えば10KΩに設定される。 本実施例の動作は次のとおりである。 スイッチ（17）は、通常、図示とは逆の接続状態にあ
り、ドロップアウト発生時に図示の接続状態に切り換え
られる。これにより、通常動作時、第２図のクランプ回
路の端子T2には、図示のように、通常の輝度信号Ｙが供
給される。 クランプパルス入力端子T3から正極性の水平同期パル
スHsyが供給されると、トランジスタQ5がこの水平同期
パルス期間だけ導通状態となり、差動接続の両トランジ
スタQ3及びQ4のベースにそれぞれ入力された遅延輝度信
号YD及び通常の輝度信号Ｙの各水平同期レベルの差信号
がトランジスタQ4のコレクタから取り出され、トランジ
スタQ7〜Q10により増幅される。 トランジスタQ10のエミッタに直列のダイオードD2と
カレントミラー接続されたトランジスタQ11のコレクタ
電流がIc11がトランジスタQ10のエミッタ電流Ie10と等
しく、また、各電流Ic11及びIe10が流れる抵抗値R1及び
R5の抵抗値が前述のように等しいから、両抵抗器R1及び
R5の電圧降下はその大きさが等しくなる。また、トラン
ジスタQ11のコレクタ電圧はトランジスタQ11のエミッタ
電圧と逆極性で、即ち、トランジスタQ4のベース電圧と
同極性で変化する。 従って、トランジスタQ2のベースにおいては、トラン
ジスタQ1からの遅延輝度信号YDと、抵抗器R1の電圧降下
とが加算されて、換言すれば、基準の直流電圧に代え
て、端子T2から供給される通常の輝度信号Ｙの同期尖頭
レベルに遅延輝度信号YDがクランプされて、トランジス
タQ2のコレクタに接続された出力端子T5から導出され
る。 従って、本実施例においては、輝度信号Ｙの水平同期
信号の同期パルスの尖頭レベルが輝度信号Ｙの平均レベ
ル（APL）の変動の影響を受けて変動する場合でも、ク
ランプ回路（36）から出力される遅延輝度信号YDの水平
同期信号の同期パルスの尖頭レベルが、輝度信号Ｙの水
平同期信号の同期パルスの尖頭レベルにクランプされ
る。 比較器（37）には、上述のように、それぞれ同一のAP
L変動の影響を受けた尖頭レベルの水平同期信号を有す
る通常の輝度信号Ｙ及び遅延輝度信号YDが供給されるの
で、両信号のAPL変動が相殺されて、前出第４図の従来
例と同様に、遅延輝度信号YDのレベルが通常の輝度信号
Ｙのレベルと等しくなるように、増幅器（35）の利得が
制御される。これにより、輝度信号Ｙのドロップアウト
発生時、スイッチ（17）を切り換えて、遅延輝度信号YD
によって補償しても、出力端子（７）における信号レベ
ルの変動はない。 なお、クランプ回路（36）への通常の輝度信号Ｙは、
スイッチ（17）のＮ側固定接点から供給することもでき
るが、本実施例のように、スイッチ（17）の出力側から
供給した方が、ドロップアウト発生時の信号レベルの変
化が小さい。 また、本実施例では、水平同期パルス期間にクランプ
するようにしたが、ペデスタル期間にクランプするよう
にしてもよい。 〔発明の効果〕 以上詳述のように、本発明によれば、輝度信号Ｙを遅
延せしめて生成されかつ輝度信号Ｙのレベルと等しくな
るようにレベル制御せしめられる遅延輝度信号YDで輝度
信号Ｙのドロップアウトを補償するようにしたドロップ
アウト補償回路において、輝度信号Ｙから同期分離して
得た輝度信号Ｙの平均レベルの変動を含んだ水平同期信
号HSYの水平同期パルス期間またはペデスタル期間で、
遅延輝度信号YDの水平同期パルス期間またはペデスタル
期間をクランプすることにより、輝度信号Ｙの平均レベ
ル（APL）が変動している場合でも、遅延輝度信号YDの
平均レベル（APL）を輝度信号Ｙの平均レベル（APL）変
動と同じ変動をもった状態となしてから、この遅延輝度
信号YDを比較器37に供給されるようになして、この比較
器37においてこの平均レベル（APL）変動成分が相殺さ
れるようにしたので、この輝度信号Ｙに対するクランプ
回路を削減して、クランプ回路からこの輝度信号Ｙに対
してクランプ回路から混入するノイズを低減できるよう
になし、併せてこのドロップアウト補償回路の構成を簡
略化することができるドロップアウト補償回路が得られ
る。
る。 〔発明の概要〕 本発明は、輝度信号Ｙを遅延せしめて生成されかつ輝
度信号Ｙのレベルと等しくなるようにレベル制御せしめ
られる遅延輝度信号YDで輝度信号Ｙのドロップアウトを
補償するようにしたドロップアウト補償回路において、
輝度信号Ｙから同期分離して得た輝度信号Ｙの平均レベ
ル（APL）の変動を含んだ水平同期信号HSYの水平同期パ
ルス期間またはペデスタル期間で、遅延輝度信号YDの水
平同期パルス期間またはペデスタル期間をクランプする
クランプ回路36とこのクランプ回路の出力とこの輝度信
号Ｙとを比較する比較回路37とを設け、この比較回路37
の出力によりこの遅延輝度信号YDのレベルを制御するよ
うにしたことにより、この輝度信号Ｙの平均レベルの変
動に対してこの遅延輝度信号YDの平均レベルを追従せし
め得るようになし、この輝度信号Ｙに対するクランプ回
路を削減して、この輝度信号Ｙに対してクランプ回路か
ら混入するノイズを低減できるようになし、併せてこの
ドロップアウト補償回路の構成を簡略化したものであ
る。 〔従来の技術〕 VTRでは、磁気テープの磁性体の欠落や、テープと磁
気ヘッドとの接触状態の変化などにより、再生信号の欠
損（ドロップアウト）が発生し、再生画面にノイズが現
れることがある。 従来、この欠損部は、映像信号が概ねライン相関を有
することにより、１水平期間（1H）前の信号を用いて補
償されていた。 まず、第３図を参照しながら、従来のVTRのドロップ
アウト補償回路について説明する。 第３図において、１対の回転磁気ヘッド（1A）及び
（1B）からの再生信号は、前置増幅器（２）を介して、
高域フィルタ（３）及び低域フィルタ（４）に供給さ
れ、FM輝度信号YFMと低域色信号CLとに分離される。低
域色信号CLは色信号処理回路（５）において搬送周波数
がf scの搬送色信号Ｃに変換され、端子（６）に導出さ
れる。FM輝度信号YFMはAGC増幅器（11）に供給され、こ
の増幅器（11）の利得は、その出力を供給された検波器
（12）の検波出力によって制御される。 増幅器（11）からのFM輝度信号YFMは、リミッタ（1
3）を介して、FM復調器（14）及び包絡線検波器（15）
に共通に供給される。復調器（14）からの輝度信号Ｙ
が、クランプ回路（16）を介して、切換スイッチ（17）
のＮ側固定接点に供給される。このスイッチ（17）の可
動接点は、検波器（15）の出力に制御されて、正常時に
はＮ側固定接点に接続され、ドロップアウト発生時には
Ｄ側固定接点に切り換えられて、スイッチ（17）の出力
が端子（７）に導出される。 スイッチ（17）のＤ側固定接点にはクランプ回路（2
6）の出力が供給される。両クランプ回路（16）及び（2
6）には、クランプパルスとして、FM復調器（14）の出
力から周期分離回路（18）で分離された水平同期パルス
Hsyが共通に供給されると共に、直流電圧源（19）から
の基準電圧が共通に供給される。 （20）は遅延信号系を全体として示し、（21）はガラ
スを用いた1H遅延線であって、スイッチ（17）から出力
された輝度信号Ｙは、ベースバンドの広帯域信号である
ため、AM変調器（22）と、例えば3f sc発振器（23）と
によって、一旦高域変換され、ガラス遅延線（21）で1H
遅延された後、復調器（24）によってもとのベースバン
ドの輝度信号Ｙにもどされる。復調器（24）からの遅延
された輝度信号YDは、増幅器（25）及びクランプ回路
（26）を介して、スイッチ（17）のＤ側固定接点に供給
される。増幅器（25）の利得は半固定抵抗器（27）によ
って、所定置に調整される。 第３図の従来例は次のように動作する。 クランプ回路（16）及び（26）において、通常の輝度
信号Ｙ及び遅延輝度信号YDの各同期尖頭レベルが直流電
圧源（19）からの基準電圧にそれぞれクランプされて、
直流分（平均レベル）の変動が除去される。 正常再生時、切換スイッチ（17）は図示とは逆の接続
状態にあり、FM復調器（14）からの輝度信号Ｙがそのま
ま端子（７）に導出される。 ドロップアウトが発生すると、リミッタ（13）の出力
中にリミットレベル以下の振幅変動分が現れる。この振
幅変動分が包絡線検波器（15）で検出され、スイッチ
（17）が図示の状態に切り換えられ、ガラス遅延線（2
1）により1Hだけ遅延された輝度信号YDが端子（７）に
導出されて、ドロップアウトが補償される。 また、ドロップアウトが1Hよりも長い場合、1Hごとの
繰返し波形が出力される。 〔発明が解決しようとする問題点〕 ところが、第３図の従来例では、スイッチ（17）の切
換の前後における輝度信号Ｙ及び遅延輝度信号YD間のレ
ベル差を抑えるために、増幅器（25）の利得を、例えば
所定値±0.1dBのような狭い範囲に調整しなければなら
ないという問題があった。 この遅延信号系（20）の利得調整の問題を解消するた
めに、輝度信号Ｙ及び遅延輝度信号Ydのレベル差に応じ
て、遅延信号系の利得を自動制御するようにしたものも
従来知られている。 次に、第４図を参照しながら、従来のVTRの他のドロ
ップアウト補償回路について説明する。 第４図において、（1A），（1B）〜（19）は前出第３
図と同様である。 （30）はAGC遅延信号系を全体として示し、（31）はC
CDを用いた1H遅延線であって、ダイナミックレンジを確
保するために、その入力側のクランプ回路（32）を介し
て、スイッチ（17）の出力が供給される。CCD遅延線（3
1）には、転送条件及びダイナミックレンジの最適化の
ために、クランプ回路（32）と共に、オートバイアス回
路（33）から適宜に変化する直流電圧が供給される。ま
た、クランプ回路（32）には同期分離回路（18）からの
水平同期パルスHsyが供給される。 CCD遅延線（31）からの1H遅延された輝度信号YDは、
増幅器（35）及びクランプ回路（36）を介して、スイッ
チ（17）のＤ側固定接点に供給される。（37）は比較器
（差動増幅器）であって、両クランプ回路（16）及び
（36）からそれぞれ輝度信号Ｙ及び遅延輝度信号YDが供
給される。比較器（37）の出力信号が検波器（38）に供
給され、検波器（38）の検波出力が、制御信号として、
増幅器（35）に供給されて、増幅器（35）の利得が所定
値に自動調整される。 なお、図示は省略するが、検果器（38）の時定数は、
例えば１秒程度に設定される。 第４図の従来例においても、ドロップアウトが発生す
ると、スイッチ（17）が図示の状態に切り換えられ、CC
D遅延線（31）により1Hだけ遅延された輝度信号YDが端
子（７）に導出されて、ドロップアウトが補償される。 この場合、比較器（37）及び検波器（38）により、増
幅器（35）の利得は、遅延輝度信号Ydのレベルが通常の
輝度信号Ｙのレベルと等しくなるように制御されている
から、ドロップアウト補償時、出力端子（７）における
信号レベルの変動は生じない。 ところが、第４図の従来例では、通常の輝度信号Ｙ
が、スイッチ（17）の前及び後の２個のクランプ回路
（16）及び（32）を経て、CCD遅延線（31）に供給され
る。このため、水平同期パルスHsyにノイズが混入した
場合、このノイズにより輝度信号Ｙのレベルが細かく変
動する，クランプ回路の誤動作の発生の確率が２倍にな
るという問題があった。 また、通常の輝度信号Ｙと遅延輝度信号Ydとのそれぞ
れにクランプ回路（16）及び（36）を設けているため、
回路構成が複雑になるという問題があった。 かかる点に鑑み、本発明の目的は、通常の輝度信号Ｙ
に対するクランプ回路を削減することができて、構成が
簡単で、クランプ回路の誤動作を低減することのできる
ドロップアウト補償回路を提供するところにある。 〔問題点を解決するための手段〕 本発明は、輝度信号Ｙを遅延せしめて生成されかつ輝
度信号Ｙのレベルと等しくなるようにレベル制御せしめ
られる遅延輝度信号YDで輝度信号Ｙのドロップアウトを
補償するようにしたドロップアウト補償回路において、
輝度信号Ｙから同期分離して得た輝度信号Ｙの平均レベ
ルの変動を含んだ水平同期信号HSYの水平同期パルス期
間またはペデスタル期間で、遅延輝度信号YDの水平同期
パルス期間またはペデスタル期間をクランプするクラン
プ回路36と、このクランプ回路の出力とこの輝度信号Ｙ
とを比較する比較回路37とを設け、この比較回路37の出
力によりこの遅延輝度信号YDのレベルを制御するように
したことにより、この輝度信号Ｙの平均レベルの変動に
対してこの遅延輝度信号YDの平均レベルを追従せしめ得
るようにしたドロップアウト補償回路である。 〔作用〕 かかる構成によれば、もとの輝度信号に対するクラン
プ回路を削減することができて、構成が簡単化されると
共に、クランプ回路の誤動作が低減される。 〔実施例〕 以下、第１図及び第２図を参照しながら、本発明によ
るドロップアウト補償回路の一実施例について説明す
る。 本発明の一実施例の構成を第１図に示す。この第１図
において、前出第３図及び第４図に対応する部分には、
同一の符号を付して重複説明を省略する。 第１図の実施例において、FM復調器（14）からの輝度
信号Ｙは、第３図及び第４図の従来例のようにクランプ
回路（16）を通ることなく、切換スイッチ（17）のＮ側
固定接点と、AGC遅延信号系（30）の比較器（37）の非
反転入力端子とに共通に供給される。 また、遅延信号系（30）のクランプ回路（36）には、
直流電圧源（19）からの基準電圧（第４図参照）に代え
て、スイッチ（17）の出力、即ち、出力端子（７）に導
出されると同一の出力信号が供給される。 その余の構成は前出第４図の従来例と同様である。 第１図の実施例におけるクランプ回路（36）として、
例えば、第２図に示すようなフィードバック型の同期グ
ランプ回路が使用される。 第２図において、入力端子T1に供給された遅延輝度信
号YDは、それぞれエミッタホロワ接続のnpnトランジス
タQ1及びpnpトランジスタQ2を介して、差動接続された
一方のnpnトランジスタQ3のベースに供給される。他方
のトランジスタQ4のベースには、入力端子T2から第１図
のスイッチ（17）の出力、通常は、輝度信号Ｙが供給さ
れる。両トランジスタQ3及びQ4のエミッタが、共通のト
ランジスタQ5のコレクタ・エミッタと抵抗器R2とを介し
て接地され、このトランジスタQ5のベースには、入力端
子T3から正極性のクランプパルスが供給される。トラン
ジスタQ3及びQ4の各コレクタは、それぞれカレントミラ
ー接続のダイオードD1及びトランジスタQ6を介して、電
源Vccに接続される。トランジスタQ4のコレクタには、
外部接続端子T4を介して、例えば１μＦの容量のコンデ
ンサC1が接続される。トランジスタQ4のコレクタ電流が
例えば２μＡに設定されて、このコンデンサC1の電荷の
放電時定数が例えば１秒に設定される。 トランジスタQ4のコレクタの出力が、ダーリントン接
続のnpnトランジスタQ7及びQ8から成るエミッタホロワ
と、エミッタホロワ接続のpnpトランジスタQ9とを介し
て、npnトランジスタQ10のベースに供給される。トラン
ジスタQ10のコレクタは電源Vccに接続され、そのエミッ
タは抵抗器５及びカレントミラー接続のダイオードD2を
介して接地される。カレントミラー接続のnpnトランジ
スタQ11のコレクタがpnpトランジスタQ2のベースに直接
に接続されると共に、抵抗器R1を介して、npnトランジ
スタQ1のエミッタに接続され、トランジスタQ11のエミ
ッタは接地される。両抵抗器R1及びR5の抵抗値は互いに
等しく、例えば10KΩに設定される。 本実施例の動作は次のとおりである。 スイッチ（17）は、通常、図示とは逆の接続状態にあ
り、ドロップアウト発生時に図示の接続状態に切り換え
られる。これにより、通常動作時、第２図のクランプ回
路の端子T2には、図示のように、通常の輝度信号Ｙが供
給される。 クランプパルス入力端子T3から正極性の水平同期パル
スHsyが供給されると、トランジスタQ5がこの水平同期
パルス期間だけ導通状態となり、差動接続の両トランジ
スタQ3及びQ4のベースにそれぞれ入力された遅延輝度信
号YD及び通常の輝度信号Ｙの各水平同期レベルの差信号
がトランジスタQ4のコレクタから取り出され、トランジ
スタQ7〜Q10により増幅される。 トランジスタQ10のエミッタに直列のダイオードD2と
カレントミラー接続されたトランジスタQ11のコレクタ
電流がIc11がトランジスタQ10のエミッタ電流Ie10と等
しく、また、各電流Ic11及びIe10が流れる抵抗値R1及び
R5の抵抗値が前述のように等しいから、両抵抗器R1及び
R5の電圧降下はその大きさが等しくなる。また、トラン
ジスタQ11のコレクタ電圧はトランジスタQ11のエミッタ
電圧と逆極性で、即ち、トランジスタQ4のベース電圧と
同極性で変化する。 従って、トランジスタQ2のベースにおいては、トラン
ジスタQ1からの遅延輝度信号YDと、抵抗器R1の電圧降下
とが加算されて、換言すれば、基準の直流電圧に代え
て、端子T2から供給される通常の輝度信号Ｙの同期尖頭
レベルに遅延輝度信号YDがクランプされて、トランジス
タQ2のコレクタに接続された出力端子T5から導出され
る。 従って、本実施例においては、輝度信号Ｙの水平同期
信号の同期パルスの尖頭レベルが輝度信号Ｙの平均レベ
ル（APL）の変動の影響を受けて変動する場合でも、ク
ランプ回路（36）から出力される遅延輝度信号YDの水平
同期信号の同期パルスの尖頭レベルが、輝度信号Ｙの水
平同期信号の同期パルスの尖頭レベルにクランプされ
る。 比較器（37）には、上述のように、それぞれ同一のAP
L変動の影響を受けた尖頭レベルの水平同期信号を有す
る通常の輝度信号Ｙ及び遅延輝度信号YDが供給されるの
で、両信号のAPL変動が相殺されて、前出第４図の従来
例と同様に、遅延輝度信号YDのレベルが通常の輝度信号
Ｙのレベルと等しくなるように、増幅器（35）の利得が
制御される。これにより、輝度信号Ｙのドロップアウト
発生時、スイッチ（17）を切り換えて、遅延輝度信号YD
によって補償しても、出力端子（７）における信号レベ
ルの変動はない。 なお、クランプ回路（36）への通常の輝度信号Ｙは、
スイッチ（17）のＮ側固定接点から供給することもでき
るが、本実施例のように、スイッチ（17）の出力側から
供給した方が、ドロップアウト発生時の信号レベルの変
化が小さい。 また、本実施例では、水平同期パルス期間にクランプ
するようにしたが、ペデスタル期間にクランプするよう
にしてもよい。 〔発明の効果〕 以上詳述のように、本発明によれば、輝度信号Ｙを遅
延せしめて生成されかつ輝度信号Ｙのレベルと等しくな
るようにレベル制御せしめられる遅延輝度信号YDで輝度
信号Ｙのドロップアウトを補償するようにしたドロップ
アウト補償回路において、輝度信号Ｙから同期分離して
得た輝度信号Ｙの平均レベルの変動を含んだ水平同期信
号HSYの水平同期パルス期間またはペデスタル期間で、
遅延輝度信号YDの水平同期パルス期間またはペデスタル
期間をクランプすることにより、輝度信号Ｙの平均レベ
ル（APL）が変動している場合でも、遅延輝度信号YDの
平均レベル（APL）を輝度信号Ｙの平均レベル（APL）変
動と同じ変動をもった状態となしてから、この遅延輝度
信号YDを比較器37に供給されるようになして、この比較
器37においてこの平均レベル（APL）変動成分が相殺さ
れるようにしたので、この輝度信号Ｙに対するクランプ
回路を削減して、クランプ回路からこの輝度信号Ｙに対
してクランプ回路から混入するノイズを低減できるよう
になし、併せてこのドロップアウト補償回路の構成を簡
略化することができるドロップアウト補償回路が得られ
る。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明によるドロップアウト補償回路の一実施
例の構成を示すブロック図、第２図は第１図の実施例の
要部の構成を示す結線図、第３図及び第４図はそれぞれ
従来のドロップアウト補償回路の構成例を示すブロック
図である。 （14）はFM復調器、（30）はAGC遅延信号系、（31）は1
H遅延線、（35）は利得制御増幅器、（36）は同期クラ
ンプ回路、（37）は比較器である。
例の構成を示すブロック図、第２図は第１図の実施例の
要部の構成を示す結線図、第３図及び第４図はそれぞれ
従来のドロップアウト補償回路の構成例を示すブロック
図である。 （14）はFM復調器、（30）はAGC遅延信号系、（31）は1
H遅延線、（35）は利得制御増幅器、（36）は同期クラ
ンプ回路、（37）は比較器である。
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 １．輝度信号を遅延せしめて生成されかつ前記輝度信号
のレベルと等しくなるようにレベル制御せしめられる遅
延輝度信号で前記輝度信号のドロップアウトを補償する
ようにしたドロップアウト補償回路において、 前記輝度信号から同期分離して得た前記輝度信号の平均
レベルの変動を含んだ水平同期信号の水平同期パルス期
間またはペデスタル期間で、前記遅延輝度信号の水平同
期パルス期間またはペデスタル期間をクランプするクラ
ンプ回路と当該クランプ回路の出力と前記輝度信号とを
比較する比較回路とを設け、当該比較回路の出力により
前記遅延輝度信号の前記レベルを制御するようにしたこ
とを特徴とするドロップアウト補償回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62312882A JP2705074B2 (ja) | 1987-12-10 | 1987-12-10 | ドロップアウト補償回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62312882A JP2705074B2 (ja) | 1987-12-10 | 1987-12-10 | ドロップアウト補償回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01152883A JPH01152883A (ja) | 1989-06-15 |
| JP2705074B2 true JP2705074B2 (ja) | 1998-01-26 |
Family
ID=18034575
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62312882A Expired - Lifetime JP2705074B2 (ja) | 1987-12-10 | 1987-12-10 | ドロップアウト補償回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2705074B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02312378A (ja) * | 1989-05-26 | 1990-12-27 | Nec Ic Microcomput Syst Ltd | ドロップアウト補正回路 |
| US5398114A (en) * | 1991-09-20 | 1995-03-14 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Circuit for compensating for the drop-out of a reproduced video signal |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6121183U (ja) * | 1984-07-13 | 1986-02-07 | 株式会社東芝 | ドロツプアウト補償回路 |
| JPH0722413B2 (ja) * | 1986-01-16 | 1995-03-08 | ソニー株式会社 | 信号処理装置 |
-
1987
- 1987-12-10 JP JP62312882A patent/JP2705074B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01152883A (ja) | 1989-06-15 |
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