CN1086365A

CN1086365A - 色同步脉冲检波系统

Info

Publication number: CN1086365A
Application number: CN93103512A
Authority: CN
Inventors: J·克拉夫特
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 1992-10-28
Filing date: 1993-03-31
Publication date: 1994-05-04
Anticipated expiration: 2013-03-31
Also published as: US5386296A; CN1051899C; KR950012370A; KR0176628B1

Abstract

一种盒式录象机(VCR)重放系统包括将视频信号分量进行分离以产生亮度信息和彩色信息的电路。分离的彩色信息提供到一个可变增益控制放大器的输入端，其输出信号包括在色同步脉冲周期期间具有彩色载频的色同步脉冲信息。从可变增益放大器输出的信号加至能够在色同步脉冲周期期间工作的整流电路。具有彩色载频的色同步脉冲信息在色同步脉冲周期期间进行整流和峰值检波，以产生一个加到可变增益控制放大器上的控制电压用于控制其增益。

Description

本发明涉及一种盒式录象机（VCR），特别涉及其中的属于彩色信号的幅度控制。

在家用录象机系统（VHS）的记录中，包含在视频信号中的亮度和色度信息被相互分离。用于记录所提供的色度信息与下行变换中的4.21MHZ载波的4个相位之一相混合，该下行变换产生一个具有通常629KHZ频率的经压缩的彩色性质载波的正交幅度调制（QAM）边带的彩色性质信号。4.21MHZ载波的定相是以逐行为基础进行选择，通过解码从复合视频信号中分离出的水平和垂直同步脉冲的计数而产生选择信号。亮度信息用于对一个较高频亮度载波进行调频。在得到的FM信号中，同步脉冲顶部大约处于3.4MHZ;黑电平大约处于3.7MHZ;而白电平大约处于4.4MHZ。该FM信号作为一个偏磁频率加到彩色性质边带，而得到的总和信号被预加重并用于利用VCR型传输垂直地扫描的录象带的记录。

公知的VCR的重放电子设备包括把从磁带上再生的信号分成两部分的滤波装置。由高通或带通滤波器分离的分量是根据亮度信号和同步信号进行调频的亮度载波。由解调的调频亮度载波恢复的亮度和同步信号幅度依赖于载波的频率划分而不是依赖于其幅度。由低通滤波器分离的分量是彩色性质信号。由于色差信号是通过解调由上行变换的彩色性质信号恢复的抑制载波QAM边带获得，所以色饱和度依赖于彩色性质信号的幅度。因此，为了正确地跟踪从具有恢复的亮度信号的彩色性质信号中获得的色差信号，让彩色性质信号通过一个可变增益控制放大器，其增益由响应于色同步脉冲幅度的自动增益控制（AGC）环路控制。这种AGC环路有时更具体地称之为自动彩色控制（ACC）环路。在公知的VCR中，色同步脉冲的幅度是在彩色性质信号被上变换为正常的色度频带之后而被检波的，正常色度频带是指在以VCR中用于记录NTSC电视信号的以3.58MHZ为中心的频带。再现的色度信号与再现的亮度信号进行组合以形成一个复合视频信号，该信号可直接地或调制到一个射频图象载波上以提供给一个电视接收机。

在较新型的VCR中，例如在美国专利No.5，113，262中一般地描述的一种类型，该专利的名称为：“能够限制记录和重放带宽的视频信号记录系统”（VIDEO SIGNAL RECORDING SYSTEM ENABLING LIMITED BANDWIDTH RECORDING AND PLAYBACK），该专利在1992年5月12日公开，由C.H.Strolle等人申请，当从调频亮度载波中进行解调时，将时基校正器用于亮度信号，并用于彩色性质信号。这些时基校正器应用数字存贮器，按照从磁带重放期间恢复的信号中得到的时基进行写入，按照更稳定的一个时基读出，以便能够在相邻扫描行上进行横向数字滤波。亮度信号及彩色性质信号必须在能够将它们写入数字存贮器之前进行数字化，为了在一个价格适度的模/数转换器中有效地利用有限数量的比特分辨率，实际上需要在其数字化之前对彩色信号进行增益控制。申请人及其合作者发现，可变延迟时基校正和模/数转换器及彩色信号上变换为正常的色度频带以作为复合视频信号之间的大量处理步骤往往会在上变换之后检测色同步幅度的一个ACC环路中引起跟踪问题。

本发明人及其合作者认为配置一个数/模转换器和一个上变频器恰恰是用于在模/数转换器之后而在时基校正器之前实现ACC。然而，上变频器需要滤波以抑制图象频率。实际而言，这种滤波需要利用电感元件，但最好是避免使用它，特别是在利用单片集成电路的重放电子设备时要尽可能不使用电感元件。

发明人及其合作者曾考虑，在以数字形式进行上变换和滤波之后再进行ACC信号的数/模转换。由于它需要的时钟脉冲频率高于从经记录的录象带重放时所恢复的有限带宽亮度信号和彩色信号进行数字化和数字滤波所需要的时钟脉冲频率，所以这是不希望的。

因此，本发明人寻求一个从未进行上变换的彩色信号中直接检波色同步脉冲幅度的ACC环路用于VCR重放电子设备中。然而，实现这样一个ACC环路并非是轻而易举的设计。在现有技术中的ACC方案，上变换产生一个色度基准信号，即在色同步脉冲周期中具有规定数量周期（即8个或9个）的色同步脉冲，该色同步脉冲周期可以容易地进行同步检波以提供精确的检波电平。该电平与色差信号幅度有关。为了除去现有技术中的上变换，本发明人认为需要一个检波器电路，它能在检波和/或整流周期及每个下变换的部分色同步脉冲期间产生一个放大器输出幅度的精确表示。而且也能够产生适用于控制ACC′d放大器增益的输出信号。本发明人发现现有技术中无此种检波器。为了实现在此描述和需求保护的本系统发明，发明人开发了一个新的信号检波电路，它能够精确地检波小幅度信号的很少几个周期的幅度。该信号检波电路在此进行描述，而且与本案申请的同一天，以“限幅器电路”（Clipper Circuit）的发明名称在美国专利商标局进行了申请，该申请要求保护这种新的信号检波电路。

在应用本发明的磁带重放电子设备中，在可变增益控制放大器输出端产生的受控增益彩色信号的上变换作为一个获得ACC信号的预先必要条件而被取消。可变增益控制放大器的输出信号直接地或通过一个放大器加到一个检波器和整流器电路，经整流的输出信号则控制可变增益控制放大器的增益。

图1是用于图3重放系统中的一个新颖的幅度峰值检波器的原理图;

图2是与图1幅度峰值检波器相关的信号波形图;

图3是用于VHS型的盒式录象机（VCR）重放系统的方框图，该重放系统实施本发明;

图4是图1幅度峰值检波器的符号表示;

图5是相对于说明书中解释图3重放系统部分时的原理图;

图6是VHS型盒式录象机（VCR）的重放系统现有技术部分的方框图。

图6描绘了根据现有技术中VCR的重放电路部分。由通过磁头组件305的录象带的孔口（Passage）产生的重放信号加至重放放大器307。从重放放大器307提供一个经放大的重放信号。该经放大的重放信号加至一个高通滤波器311，它分离出亮度信息并由调频检波器313从其中解调;经放大的重放信号另一路加至一个低通滤波器309，它分离出色度信息并由此加至可变增益控制放大器301的输入端。加到可变增益控制放大器301的分离出的色度信息是彩色格式（color-under format），包含有以629KHZ彩色载频的基准色同步信号和行信息，该行信息与从具有一个抑制的3.58MHZ副载波的色边带进行记录期间下变换的色差信号有关。从放大器301输出的彩色输出信号加至上变频器325的一个输入端，该输出信号包括相应的基准色同步信号和与色差信号有关的行信息。上变频器325的另一个输入是来自4.21MHZ振荡器315的一个载波信号。上变频器325将来自可变增益放大器301的彩色边带与自振荡器315周期地提供的4.21MHZ载波的四个相位之一进行差拍，从而在其输出端再生一个具有抑制的3.58MHZ副载波的色度边带和图象边带。上变频器325的输出信号加至3.58MHZ带通滤波器351的输入端，该滤波器从图象信号中分离出色度边带。线性组合电路327将这些分离的色度边带与来自FM检波器313的亮度信号进行组合以产生一个加到视频调制器329的复合视频信号。视频调制器329调制一个低电平射频（RF）图象载波（例如电视频道3或4），以便向电视机提供一个VCR信号。

该VCR也向电视机提供一个低电平RF伴音载频，该伴音载频由录象带再生的声音信号进行调频。用于从录象带再生声音信号并产生调频RF伴音载频的设备并未在图6中绘出。

通常，FM检波器313为脉冲计数型。它检出的亮度信号包括有垂直同步脉冲，水平同步脉冲，以及均衡脉冲。水平同步分离器317分离出水平同步脉冲，该水平同步脉冲加到一个扫描行计数器319。垂直同步分离器321分离出垂直同步脉冲，该垂直同步脉冲加到一个场计数器323。分离的垂直同步脉冲也用于复位扫描行计数器319。模四行扫描计数（modulo-four sean line count）和模二场计数（modulo-two field count）从计数器319和323加到振荡器315，以提供作为在当前扫描行期间加到上变频器325的4.21MHZ四相位之一的选择基础。分离的水平同步脉冲加到色同步选通脉冲发生器331，色同步选通脉冲发生器331在每一水平同步脉冲后沿之后的一个预定时间产生一个色同步选通脉冲，该脉冲作为一个成帧色同步脉冲周期的周期而产生。色同步选通脉冲发生器331可以从垂直同步分离器321中接收分离的垂直同步信号，或者在某些设计中从行计数器319中接收扫描行计数，以便在垂直消隐期间有助于抑制色同步选通脉冲的产生。虽然在通常情况下至多只用一种连接，但在图6中示出了两种连接。

加到可变增益控制放大器301的ACC信号支路特别重要。由3.58MHZ带通滤波器351分离的色度边带加到色度自动控制（ACC）检波器电路352。由色同步选通脉冲发生器331提供的色同步选通脉冲能够根据由信号源353提供的锁相3.58MHZ信号对滤波器351响应的色同步脉冲部分进行同步检波。由ACC检波器352提供的ACC信号加至滤波器354的输入端。滤波器354提取由同步检波色同步产生的脉冲中的低频分量，一般是利用那些脉冲的峰值检波的某些形式，后面跟随着具有几个扫描行时间常数的阻容（RC）低通滤波器。峰值检波可以利用一个取样保持电路来实现，例如该取样保持电路响应于色同步选通脉冲发生器331提供的色同步选通脉冲进行取样。滤波器354的响应加到比较器355，该比较器产生一个加到可变增益控制放大器301的增益控制输入端的增益控制信号，以控制其增益。当ACC信号超过一个规定的电平时，增益控制信号发生变化以降低可变增益控制放大器301的增益，从而降低其增益。在某些设计中，比较器355可以归入或包括在可变增益控制放大器301本身之内。

图1是一个选通检波电路10的原理图，设计得用以检波图2的波形A所示的彩色信号的“色同步脉冲”部分，并用以产生一个控制图3所示的可变增益控制放大器301的增益的直流（DC）控制电压。按照本发明，ACC信号是由直接取自可变增益放大器301的输出信号的彩色信号中得到，而不是由3.58MHZ带通滤波器351从上变频器325的输出信号中分离出的那个信号所响应的上变换的信号中得到。

在图1中，彩色信号的“色同步脉冲”部分的幅度和极性受到检测，彩色信号被表示为一个交流（AC）信号V_IN，V_IN由连接在端点19和21之间的信号源3产生。一个基准电压V_REF1（它最好是一个直流（DC）电压）加至端点21和17之间。可以假设V_REF1具有工作电位Vcc一半的值，例如电位Vcc可以是+5伏。

图1的检波电路10包括一个检波器12，用于对AC信号V_IN的负向摆幅进行检波和整流;检波器14用于对AC信号V_IN的正向摆幅进行检波和整流;还包括有一个电流/电压变换器16;一个峰值检波电路18;一个选通和偏置电路20，用于控制整流器12和14以及电流/电压变换器16的打开和关闭;还包括一个模拟比较器22。

其作用如同一个负半波整流器的检波器12的部件由标号加字母N表示。其作用如同一个正半波整流器的检波器14的部件由标号加字母P表示。检波器12包括有NPN晶体管Q1N和Q2N，它们以射极耦合差分放大器形式相连，这就是，Q1N和Q2N的发射极共同连接到节点45N，Q1N的基极连接到“非倒相”输入节点11N，Q2N的基极连接到一个“倒相”输入节点13N，Q1N的集电极连接到节点53N，而Q2N的集电极连接到节点51N，节点51N确定差分放大器的输出（OAN）。

一个电流镜象放大器（CMA）连接到Q1N和Q2N的集电极。电流镜象放大器包括PNP晶体管Q4N和Q5N。晶体管Q4N和Q5N的发射极与电源端15相连，工作电位Vcc加到电源端15。Q5N的集电极连接到节点51N。Q4N的集电极和基极以及Q5N的基极连接到节点53N。该电流镜象放大器如此连接以使得由PNP晶体管Q5N向输出节点OAN提供的集电极电流与来自CMA输入节点53N的NPN晶体管Q1N所要求的集电极电流类似。

一个有选择激励的、相对稳定的电流源121N连接在节点45N和地之间。电流源121N包括一个NPN晶体管Q18N，Q18N的集电极连接到节点45N，其发射极连接到施加地电位的端点17，而其基极连接到有选择地施加一个相对稳定的偏置电压V_B的端点201。

在Q2N的集电极上的输出OAN和Q2N的基极上的“倒相”输入端之间的单向电流反馈是由NPN晶体管Q3N的共集电极放大器作用提供的，Q3N的基极与Q2N的集电极相连，而其发射极与Q2N的基极相连。Q3N的集电极则连接到求和（Summing）线57上。

一个输入电阻R1N连接在端点13N和输入端7N之间。正如以下详细叙述的一样，确定整流器12的一个输入端的端点7N连接到端点19，而确定该整流器另一个输入端的节点11N连接到端点21。

正向摆幅检波器14的结构基本与负向摆幅检波器12的结构相同。正向摆幅检波器14包括有NPN晶体管Q1P和Q2P，Q1P和Q2P以共射极耦合差分放大器形状连接。这就是，Q1P和Q2P的发射极共同连接到节点45P，Q1P的基极连接到输入节点11P，Q2P的基极连接到一个倒相输入节点13P，Q2P的集电极连接到确定差分放大器输出OAP的节点51P，而Q1P的集电极连接到节点53P。

一个电流镜象放大器（CMA）连接到Q1P和Q2P的集电极。CMA包括有PNP晶体管Q4P和Q5P。Q5P发射极与电源端15相连而其集电极与节点51P相连。Q4P的发射极连接到端点15，而Q4P的集电极以及Q4P和Q5P的基极连接到节点53P。该电流镜象放大器如此连接以便由PNP晶体管Q5P向输出节点OAP提供的集电极电流与来自CMA输入节点53N的NPN晶体管Q1P所要求的集电极电流类似。

一个有选择激励的相对稳定的电流源121P连接到节点45P。电流源121包括一个NPN晶体管Q18P，Q18P的集电极连接到节点45P，其发射极连接到接地端17，而相对稳定的偏置电压V_B有选择地加到Q18P的基极。

在Q2P的集电极的输出OAP和Q2P的基极的“倒相”输入之间提供有单向电流反馈，这是由一个NPN晶体管Q3P的共集电极放大器作用提供的，Q3P的基极与Q2P的集电极相连，其集电极与求和线57相连，而其发射极与Q2P的基极相连。一个输入电阻R1P连接在端点13P和端点7P之间。确定整流器14的一个输入端的端点7P连接到端点21，而确定整流器14的另一个输入端的节点11P连接到端点19。

在求和输出线57上，由负向摆幅检波器12产生的半波整流电流在模拟或（OR）或“线或”操作中与由正向摆幅检波器14产生的半波整流电流相加。求和输出线57要求的全波整流电流由包含在电流/电压变换器16中的Wilson所描述类型的电流镜象放大器（CMA）的输入端提供。该CMA包含一个NPN晶体管Q13，Q13具有由发射极/基极电流反馈稳定的共发射极电流正向电流增益，所述反馈由包括晶体管Q11和Q12的部件较简单的CMA提供，Q11和Q12的发射极都连接到端点15。Q11的基极和按二极管连接的晶体管Q12的基极与集电极都在节点162相连，以接收Q13的发射极电流。求和线57在节点160与Q13的基极相连，Q11的集电极也连接到节点160，以提供一个与Q13射极电流成比例的负反馈电流。Q13的集电极连接到节点164并产生一个输出电流I_C13，其幅度正比于来自电流/电压变换器16输入端所要求的全波整流电流。电阻R3连接在节点164和端点165之间，端点165处提供有电位V_REF2。I_C13流经R3后流入基准电源V_REF2。在节点164处的电压V_F则等于（I_C13·R3）+V_REF2。在以后的讨论中假设V_REF2与V_REF1是相同的。

峰值检波器18包括一个NPN晶体管Q14，Q14连接为正向信号的一个射随器，其集电极连接到端点15，其基极连接到节点164，而其发射极连接到节点182。一个存贮电容C1连接在节点182和接地端17之间，C1在至少一个水平行时间间隔期间，具有一个足以在节点182处保持一个相对稳定的峰值电压（VP）的值。放电电阻R4与C1并连，连接在节点182和地之间。选择R4的值，以保证在没有信号进行检测时能够缓慢地降低C1两端的电压。

峰值检波器18的输出端182连到模拟比较器22的输入端225。比较器22对峰值检波器电路18的输出电压V_PK与基准电压V_REF3进行比较，以产生输出电压V01和V02，V01和V02表现出它们之间的不同变化。比较器22包括NPN晶体管Q15和Q16，Q15和Q16以射极耦合差分放大器形式连接，它们的发射极都共同连接在节点221处。一个相对稳定的电流源222连接在节点221和地电位之间。Q15的基极连接到端点182，其集电极连接到输出端224。Q16的基极连接到节点226，其集电极连接到输出端228。负载电阻R20连接在端点224和电源端15之间，负载电阻R22连接在端点228和电源端15之间。加到Q16的偏置信号是由一个NPN晶体管Q17的射极跟随器作用提供的，Q17的集电极与端点15相连接，而其发射极与节点226相连接，而节点226又与Q16的基极相连接。产生基准电压V_REF3的基准电压源230连接到Q17的选通门（gate）。V_REF3一般大于V_REF2而小于Vcc。V_REF3一般置于比较器22响应于峰值检波器的输出信号的电平上。在端点224和228处的输出信号V01和V02加到图3所示的可变增益放大器301上。

偏置电压V_B由包括有电阻R5和二极管D1的电位分压器产生，R5连接在端点15和201之间，D1连接在端点201和地之间。二极管D1加有自端点201至地的正向导通电流，因此在端点201处得到的偏置电压就等于二极管D1在特定的电流时的正向电压降V_F。端点201连接到Q18N和Q18P的基极，而在201处的电压置于通过这些晶体管的电流电平上。

选通电路20包括有控制偏置电压V_B的产生和应用的装置，也包括用于选择将求和输出节点164箝位至地或使之响应于交流（AC）输入信号的装置。

选通电路20包括有连接在端点15和203之间的电阻R6。一个NPN晶体管Q21的基极连接到节点203，其集电极连接到节点164，而其发射极连接到接地端17。一个NPN晶体管Q20的基极也连接到端点203，而其发射极接地，Q20的集电极连接到偏置端点201。一个NPN晶体管Q22的集电极连接到端点203，其发射极接地，而其基极连接到端点207，在端点207提供有选通信号源205。

当由信号源205产生的选通信号是“高”（即高到足以使晶体管Q22全导通）时，晶体管Q22就导通并将Q21和Q20的基极箝位于或接近于地。这就截止了Q20和Q21的导通。Q20被截止就得电流从Vcc供电电源通过R5流入二极管D1，在二极管D1两端建立正向导电电压V_B，该电压V_B加到Q18N和Q18P的基极。如此偏置，使得负向摆幅检波器12和正向摆幅检波器14都变得可操作。同时，Q21的截止除去了节点164上所加的对地箝位，并使节点164上的电压达到与在负向摆幅检波器12和正向摆幅检波器14的输出端连接点处产生的电流成正比的一个电平。当可能时，负向摆幅检波器12，正向摆幅检波器14和电流/电压变换器16起一个全波整流器的作用，在节点164处的电压输出将按照由摆幅检波器12和14产生的输出信号变化。

当选通信号是“低”（处于或接近于0伏）时，Q22截止，则电流通过R6流入Q21的基极，使Q21的集电极-发射极通路导通以使节点164箝位到或接近于地电位。同时，电流也通过R6流入Q20的基极，使Q20的集电极-发射极通路导通以使Q18N和Q18P的基极箝位到或接近于地电位。而原来导通的Q18N和导通的Q18P变为截止以使负摆幅检波器12和正摆幅检波器14截止。同时，Q21的导通使节点164箝位到地，从而阻止任何电流流入峰值检波器。因此，当选通电源信号为“高”时，全波整流器能够操作，而当选通电源信号为低时，全波整流器就不能操作。

现在对于当选通信号为“高”，晶体管Q21、Q20截止时的状态来分析图1电路的操作。对于该状态，电压V_B加到Q18N和Q18P的基极。摆幅检波器12和14除了对彩色信号V_IN的应用之外，其它都是相同的，其“色同步脉冲”部分的幅度和极性都被检测，分别加到它们的输入端13N和11P，并作为分别加到它们的输入端11N和13P的基准电压V_REF1。由于直流DC的偏置条件和检波器14的响应基本与检波器12的响应相同，因此它们各自的操作模式的详细描绘将参照图5进行，该图中表示出一个不用后缀“N”和“P”的任何一个字母而重画的一个单个检波器。

在图5中，开关S1和S2用于表示两种信号状态，对于状态（1），输入端7连接到加有AC信号V_IN的端点19，而节点11连接到加有V_REF1的端点21。该状态对应于检波器12的操作。对于状态（2），输入端7连接到加有V_REF1的端点21，而节点11连接到加有V_IN的端点19。该状态对应于检波器14的操作。

当V_B加到Q18时，就产生一个相对稳定的电流I_T，该电流I_T从节点45流经Q18的集电极/发射极通路到地。假设将电压V_REF1加到Q1的基极，V_REF1是一个直流（DC）电压，为了说明的目的，假设它等于Vcc/2。同时，假设围绕V_REF1变化（V_IN+V_REF1）的AC信号V_IN加到端点7，然后通过电阻R₁加至Q2的基极。假设开始时V_IN等于0，这就可以假设开始时将V_REF1加到晶体管Q2N和Q1N的差分对的两个基极上。假设Q2N和Q1N具有类似的工作特性，显然，对于V_IN＝0，Q1N的发射极电流I_E1等于Q2N的发射极电流I_E2，这样I_T＝I_E1+_E2。也可以假设Q1的集电极电流I_C1等于Q2的集电极电流I_C2。假设Q4和Q5具有类似的几何结构和类似的工作特性，则由Q1汲取并流经Q4的集电极电流将导致一个流经Q5的同样幅度的电流。若忽略基极电流，来自Q4的集电极电流大约等于Q1所要求的集电极电流，而来自Q5的集电极电流等于Q2所要求的集电极电流。（在本说明书中，假设晶体管的正向电流增益是相对地高，而假设基极电流大致上可以被忽略）。

因此，对于V_IN＝0的状态，并对于在端点11和7加有V_REF1来说，Q1和Q2的基极就处于V_REF1电位，流经Q3的发射极电流（最大）等于以Q3的β值去除流经Q2的小基极电流。因此，对于V_IN＝0的情况，Q3的输出集电极电流I_C3可以假设基本等于0。即由I_C3确定的输出到求和线57上的电流I₀基本等于0。

上述分析适用于检波器12和14的DC偏置情况。因此，对于V_IN＝0，检波器12的输出电流I_ON和检波器14的I_OP就等于或接近于0。图1的电路响应，特别是检波器12和14的工作，现在针对V_IN相对于V_REF1为负值以及V_IN相对于V_REF1为正值时的情况进行分析。

参看图5，首先考虑状态（1），在此状态，开关S1将V_IN加到端点7，开关S2将V_REF1加到端点11，实现检波电路12操作。

当开关S1和S2置于状态（1）而V_IN变负时，即端点7处的信号相对于节点11处的信号变负，则Q2的基极电压相对于Q1的基极电压变负。节点45处的电压趋于保持不变，（随着Q1提供的一个正向导通基极/发射极结电压偏置），其后就在Q1的基极出现一个较高电压V_REF1。节点45处的电压持续地趋于降低Q2的基极/发射极电压，因此降低了Q2的导通。然而，在同时，Q1要求的来自节点53的I_C1增加，这就有助于增加从Q4和Q5的基极流过节点53的电流I_B4和I_B5，因此从Q4的集电极流过节点53的电流I_C4增加，直至满足I_C1的要求为止。通过电流镜象作用，由Q5提供的集电极电流I_C5与由Q4提供的集电极电流I_C4一起增加。由于Q2的导通性降低，则增加的I_C5电流趋于作为增加的I_B3电流流入Q3的基极，流入Q3基极的增加的电流I_B3与Q3的共集电极增益（β+1）相乘，以此电流从Q3的发射极流入节点13，Q3的发射极电流主要都流过电阻R1，以在其上产生一个电压降，该电压降足以增加到克服下述倾向性的最主要部分，即对应于端点7的V_IN变负而使Q2的基极/发射极电压减少的趋向。Q2的导通增加，以把Q4提供的增加的集电极电流I_C4的这部分从Q3的基极转移开，根据需要保持I_B3恰好足够大，以使来自Q3的发射极电流I_E3在R1两端维持一个基本等于（V_REF1-V_IN）的电压降。这就是，反馈到节点13的电流效果是电流I_E3的部分流入Q2的基极，而通过Q1和Q2的电流电平受到调整，以使得节点13处的电压将维持为等于或接近于节点11处的电压。

该闭合回路的分析表明，对于节点11为V_REF1的情况，当输入端7处的输入信号趋向于降低反相节点13处的电压时，Q3通过将其电流转移并流过R1的方法将提供足够的反馈以维持节点13等于或接近于V_REF1。对于加在节点11的V_REF1的状态，以及对于围绕V_REF1负向地变化的AC信号，节点13作为实际的AC接地点，而且将趋于稳定在V_REF1。

由于Q3能够提供节点13所需的所有电流以维持节点13处电压等于V_REF1，显然，当加到输入端7的V_IN变负时，流过电阻R1的电流将等于（V_REF1-V_IN）/R1，其中R1为R1的电阻。因此流过R1的电流（I₁）将在交流（AC）信号按负方向增加时线性地增加。另一显然的情况是，由于双极性晶体管的集电极和发射极电流关系为β∶（β+1）的比率，而且一个NPN单片式集成电路晶体管的β通常至少为30，所以与Q3的I_C3相同的输出电流（I₀）基本上等于通过R1的电流I₁。

当对于S1和S2置于状态（1）的情况而V_IN变正时，即端点7处的信号相对于节点11处的信号来说变正时，一个电流趋于从端点7通过R1流入Q2的基极。现在Q2趋于较之Q1更加导通并减少Q1的导通。降低Q1导通的趋势由降低的Q4以及Q5导通的趋势来完成。同时，由于Q2的导通增强，它就趋于从节点51汲取更多的集电极电流并从流入Q3的基极的电流中转移开，这就趋向于使导通的Q3截止。而且，Q2进入饱和状态，将Q3的基极/发射极结间的电压降低到维持该结导通的电平以下。因此，当端点7处的V_IN相对于端点11处的V_REF1变正时，Q3的导通就截止，而且不存在由Q3向求和线57提供的电流需求。

因此，这就表明负向摆幅检波器12产生一个输出电流I_ON，当V_IN相对于V_REF1变负时，电流I_ON随V_IN线性地增加。也表明当V_IN相对于V_REF1变正时，其输出电流I_ON就等于0。

现在再来参照图5，但开关S1和S2置于状态（2）来解释正向摆幅检波器14的操作。这就是，开关S1将V_REF1加到端点7而开关S2将V_IN加到非倒相节点11，实现检波器14的操作。

在S1和S2置于状态（2）而V_IN变正时，即，节点11处的电位较之端点7的电位为正，Q1的基极相对于Q2的基极变正，这趋于使Q2截止。但是，当Q1的基极上的电压增加时，其集电极电流I_C1也增加。这个增加的集电极电流通过Q4和Q5反射，产生一个以I_C2+I_B3量值的增加。由于Q2趋于截止，则增加的电流就趋于流入Q3的基极，从而在进入节点13的Q3的发射极电流I_E3以及在Q3的集电极电流I_C3中引起增长。这个增加的电流流入节点13就将Q2的基极电压提高到近似等于节点11处的电位V_IN之值。由于节点13等于V_IN，而且由于输入端7为V_REF1，则流过R1的电流I₁就等于（V_IN-V_REF1）/R1。流过R1的电流从Q3的发射极流出，给出一个基本等于集电极电流I_C3的增长。

当开关S1和S2置于状态（2）而V_IN变负时，即节点11处的电位较之端点7处的电位更负，Q1的基极相对于Q2的基极变负。由于Q1的导通降低，所以流过Q4和Q5的电流也减少。因此，当晶体管Q2流通更大电流时，它就趋向于从节点51汲取更大电流，以截止导通的Q3的集电极/发射极通路。

因此，图5的电路分析表明Q3提供足够的电流以维持节点13处的电压等于节点11处电压。对于在输入端7变负和节点13保持在V_REF1时的情况，通过R1和Q3的电流就等于（V_REF1-V_IN）/R1。类似地，当输入端保持在V_REF1而节点13处的电位增长到V_IN时，电流以相同的方向流过R1和Q3并等于（V_IN-V_REF1）/R1。因此，图1的正向摆幅检波器14已表明产生出一个输出电流I_OP，该电流在V_IN相对于V_REF1变正时，随着V_IN线性增长。正向摆幅检波器14已表明产生一个输出电流I_OP，该电流在V_IN相对于V_REF1变负时等于0。显然检波器12和14能够响应于非常小的信号差。参看图1，在求和输出线57上，由负摆幅检波器12产生的半波整流电流I_ON与由正摆幅检波器14产生的半波整流电流I_OP在一个模拟OR或“线OR”操作中相加。求和输出线57所要求的合成的全波整流电流从电流/电压变换器16的输入端提供。

图4以比图5更普通的方法表示出摆幅检波器12和14的任一个。图4的电路可以看作比作为一个整流器更概括的电路，而作为一个限幅器。图5电路（在接通时）中的晶体管Q1，Q2，Q4，Q5和Q18共同作用就象一个运算放大器（OP-amp）401，如同图4所示的限幅器或摆幅检波器。Q1的基极对应于OP-amp401的非倒相（+）输入端，Q2的基极对应于OP-amp401的倒相（-）输入端，而Q2和Q5之间的节点51对应于OP-amp401的输出端OA。在图4的限幅器或摆幅检波器的实施例中，OP-amp401是一个运算跨导放大器（OTA）。标有前缀“11”的节点或端点表示该OP-amp401的非倒相节点或端点（+），它也是图4的限幅器或摆幅检波器的两个输入端之一。标有前缀“13”的节点或端点表示OP-amp401的倒相（-）节点（或端点）。

将图4中的限幅器或摆幅检波器看作一个整体，标有前缀“11”的节点或端点就是其两个输入端之一。节点13是一个作为实际接地点的内部节点。电阻R1连接在节点13和标有前缀“7”的端点之间，而端点“7”就是图4中的限幅器或摆幅检波器的另一个输入端。

一个反馈放大器在OP-amp401的输出端OA到其倒相（-）输入端之间向OP-amp401提供一个负反馈，该反馈放大器的输入端连接到OP-amp401的输出端OA，其非倒相输出端与节点13和作为负载的电阻R1连接在一起。该反馈放大器与图4的限幅器或摆幅检波器的输出端有另一个输出连接，在图4中表示为一个倒相输出连接（IO）。该反馈放大器在图4中示为一个Q3的共集电极放大器或射极跟随连接，将电阻R1作为一个发射极负载，而另外一种输出连接是从Q3的集电极到图4的限幅器或摆幅检波器的倒相输出连接（IO）。

由双极性晶体管Q3提供的反馈放大器连接成一个共集电极放大器，将电阻R1作为一个发射极负载，该反馈放大器可视为一个跨阻放大器，利用作为一个电流放大装置的Q3的功能以驱动作为一个电流/电压转换部件的电阻R1。

图3表示用于一个VHS型的盒式录象机（VCR）的重放系统，所做的改进为直接从彩色信号得出一个ACC信号以应用到可变增益控制放大器301。如图3所示并在以下详述的是，实施本发明的系统包括装置（305，307，309，311，313），以用于检测记录在一个视频记录介质中的亮度信息和色度信息，并使色度信息与亮度信息分离。该重放系统包括装置（317，321），用于分离包含在亮度信息中的水平和垂直同步信息。该重放系统也包括色同步选通发生装置（331），响应于分离的水平和垂直同步信息以确定在分离的色度信息中的色同步脉冲周期的发生，并在它们发生期间产生色同步选通信号。可变增益控制放大器装置（301）响应于分离的色度信息（该色度信息具有响应于一个控制信号进行控制的增益）以产生受控增益分离色度信息。在可变增益控制放大器输出端的分离色度信息和色同步脉冲信号由装置（303，12，14，16，18）进行检波，这些装置在色同步选通周期中能够有选择地对色同步信号进行峰值检波，以产生一个峰值检波结果。装置22用于将峰值检波结果与一个规定的电平进行比较，以产生一个加到可变增益控制放大器（301）上的控制信号，用于完成作为一个自动彩色控制（ACC）环路的自动增益控制环路。

可变增益控制放大器301是由本发明人在其被批准的美国专利中所描述的有利的类型，该专利在1992年6月10日申请，其序列号为07，896，442，名称为“在负载电流中没有DC偏移或信号相位反向的受控增益放大器”（Controlled Gain Amplifier Without DC Shift or Singal Phase Reversal In Load Current），并转让给三星电子有限公司（Samsung Electronics，Co.，Ltd.）。可变增益控制放大器301的增益由一个ACC环路控制，该ACC环路（除去可变增益控制放大器301以外）包括一个放大器303，响应于来自放大器301的彩色信号，以提供与基准电压V_REF1有关的信号;还包括一个含有检波器12和14的全波整流器，用于与彩色信号有关的色同步部分;还包括一个电流/电压变换器16，响应于经全波整流的彩色信号的彩色同步色同步信号（该信号是由检波器12和14提取的），以提供一个加到消隐脉冲电压V_REF2上的全波整流的色同步电压;还包括一个峰值检波器18，响应于自电流/电压变换器16提供的经全波整流的色同步脉冲，以产生测量彩色信号幅度的信号;以及一个比较器22，依赖于测量彩色信号幅度趋于超过基准电压V_REF3的信号量值，为可变增益控制放大器301产生一个增益控制信号。

由于检波器12和14只有在色同步脉冲发生时刻提供一个色同步选通脉冲时才能工作，ACC实质上是键控的。在信号V_GATE中的色同步选通脉冲由与图6所示的现有技术的重放系统中相类似的色同步选通脉冲发生器331产生。图3中的键控ACC与图6现有技术中的重放系统中的ACC差别在于色同步是在其上变换之前以629KHZ从彩色信号中被检出，而不是在上变换之后以3.58MHZ被检出。然而，以629KHZ从彩色信号中的色同步检波比以3.58MHZ的常规色同步检波实行起来更困难，这是由于在色同步选通脉冲时间间隔期间可用于检波的周期数目减少了。在每个扫描行的色同步选通时间间隔中只有一个半色同步发生周期。这对于利用键控同步检波来达到抗扰性就不再便利了。629KHZ色同步脉冲的这几个周期的峰值检波比常规的以3.58MHZ的色同步检波存在有更多的问题。

作为图3的色同步检波系统部分的半波整流器12和14以及电流/电压变换器16的操作参照图2的波形图更容易解释。图2的波形A是加在图1中的端点19和21之间的AC输入信号V_IN。波形A表示与在图3所示的放大器303输出端产生的V_REF1有关的彩色信号，它包括有在时间t₁和t₂之间产生的“色同步脉冲”信号;在时间t₃和t₄之间产生的行信息信号。行信息信号包含对两个色差信号进行编码的QAM边带信号。以629KHZ频率产生的“色同步脉冲”信号是一个基准信号，而且重要的是适当地对其进行检波以控制放大器301的增益。

参看波形A中标为“色同步脉冲”的部分，注意该“色同步脉冲”信号是一个相对于V_REF1变正和变负的交流（AC）信号，而且它有一个从几微伏到大于1伏的幅度变化范围。波形B是一个在时间t₁到t₂升高的选通信号V_GATE。波形B从图3的色同步选通脉冲发生器331得到。在图1中，该波形由信号源205产生并加到端点207。如上所述，当V_GATE高时，半波检波器12和14就工作，而当V_GATE低时，半波检波器12和14就不工作。当然，只有在V_GATE为高时，而且检出如上所讨论的“色同步脉冲”信号的正向和负向幅度时，才产生一个叠加在V_REF2上的全波检波信号，如图2的波形C所示。

叠加在V_REF2上的全波检波信号（V_FN）是图1电路中节点164处产生的信号，与波形A所示的“色同步脉冲”信号类型对应。在节点164处的V_FN信号加到峰值检波器晶体管Q14的基极，Q14通过射随器作用将C1充电至节点164处的信号值（小于V_BE压降）。

当V_GATE为高时，峰值检波器18的输出端182上的电压（V_PK）在选通周期期间增高，如图2的波形D所示。在选通周期结束之后，充电电容C1通过R4和比较器22的输入电导缓慢地放电，如波形D所示。C1和R4（以及比较器22的输入电导）的值是使C1非常缓慢地放电。

如上所述，在t₁至t₂的选通期间，经Q20的导通和经Q21的导通被截止。在选通周期结束之后（选通信号是低时），Q21变为导通以便把节点164和Q14的基极箝位到地电位或接近地电位。这就阻止了任何信号从电流/电压变换器16馈送到峰值检波器并从那儿流入电容C1。

峰值检波器的输出V_PK加到Q15的基极，它确定包含Q15和Q16的一个差分放大器的一个输入端。基准电压V_REF3加到Q17的基极，其发射电压（V_REF3-V_BE）加至Q16的基极，Q16与Q15以发射极耦合差分放大器的形式相连接。因此，当节点182处的电压V_PK大于Q16的基极上的电压时，Q15导通，而且其集电极电压V01低于Q16的集电极电压V02。另一方面，当节点182处的电压低于Q16的基极上的电压时，V01就高于V02。推挽电压V01和V02可用于控制图3所示的放大器301的增益，以及用于执行其它的控制功能。

图1的幅度峰值检波器也能被选用于对一个检波3.58MHZ色同步脉冲的ACC环路中的色同步脉冲峰值幅度进行检波。与键控同步检波器不同，图1的幅度峰值检波器不是抗扰性的。然而，在有噪音的情况时，色差信号幅度的减小有时是由VCR和TV机器设计者精心寻求的。对图1的幅度峰值检波器进行简单地改进以提供所希望的键控同步检波。这可以通过把R5远离节点201的那一端不连接到连续的工作电位Vcc上，而是连接到在3.58MHZ频率处中断为0的工作电位Vcc上来实现。另一方面，可以把一个3.58MHZ方波电流源加到节点201。

在考虑随后的权利要求时，要记住一个本领域的普通技术人员能够通过对前述说明书的了解，设计出在该优选实施例中特别描述的以及权利要求中所要求的多种变型。这种变型都趋于被包括在随后的权利要求中较宽的范围内。

Claims

1、用于从一个记录介质上进行重放的设备，该记录介质上有以低于标准广播电视信号频率记录的亮度信息和色度信息，其亮度信息包括水平和垂直同步信息，其色度信息包括在色同步脉冲间隔期间以低于所说的标准广播电视信号频率的一个频率出现的色同步脉冲信号，该设备的特征在于包括：

用于检测在所述视频记录介质上记录的亮度信息和色度信息以及用于从色度信息中分离亮度信息的装置；

用于分离包含在亮度信息中的水平和垂直同步信息的装置；

响应已分离的水平和垂直同步信息的色同步选通脉冲发生器装置，用于确定在已分离的色度信息中的色同步脉冲周期的发生，并在这些发生期间产生色同步脉冲选通信号；

用于响应已分离的色度信息的装置，该色度信息具有响应于一个控制信号而受控制的增益，以此产生一个增益受控的分离的色度信息；

有选择地响应于由所述色同步脉冲选通信号选通的已分离的增益受控的色度信息，用于对所述色同步脉冲信号进行峰值滤波以产生一个峰值检波结果的装置；和

将该峰值检波结果与一个规定的电平进行比较以产生所述控制信号，从而完成自动增益控制环路的装置，该自动增益环路包括响应于分离的色度信息的装置，分离的色度信息具有一个响应于控制信号进行控制的增益。

2、根据权利要求1所述的从视频记录介质上重放的设备，其介质为按照VHS标准进行记录的磁带，其特征在于，亮度信息频率调制一个亮度载波以产生一个调频信号，其主要能量落入规定的第一频带，而且其中所述色度信息是一个包含在一个规定的低于第一频带的第二频带中的彩色信号。

3、根据权利要求1所述的从视频记录介质上重放的设备，其特征在于用于对所述色同步脉冲信号进行峰值检波的装置是在一个绝对值基础上进行检波并包括：

有选择地响应由所述色同步选通信号选通的所述增益受控的分离的色度信息的装置，以产生一个响应于所述色同步脉冲信号的负向幅度的第一半波整流;

有选择地响应由所述色同步选通信号选通的所述增益受控的分离的色度信息的装置，以产生一个响应于所述色同步脉冲信号正向幅度的第二半波整流;

用于组合所述第一和第二半波整流响应，以获得一个响应于所述色同步脉冲信号的全波整流的装置;和

用于对响应于所述色同步脉冲信号的全波整流进行峰值检波，从而产生所述检波结果的装置。

4、用于从一个记录介质上进行重放的设备，该记录介质上有以低于标准产播电视信号频率记录的亮度信息和色度信息，其亮度信息包括水平和垂直同步信息，其色度信息包括在色同步脉冲间隔期间以低于所说的标准广播电视信号频率的一个频率出现的色同步脉冲信号，该设备的特征在于包括：

用于检测在所述视频记录介质中记录的亮度信息和色度信息以及用于从色度信息中分离亮度信息的装置，所述色度信息包括在一个色同步脉冲周期期间的一个给定频率的行信息和一个基准色度信号;

用于分离包含在亮度信息中的水平和垂直同步信息的装置;

响应于分离的水平和垂直同步信息的色同步选通脉冲发生器，用于确定在分离的色度信息中的色同步脉冲周期的发生，并在这些发生期间产生色同步脉冲选通信号;

一个可变增益控制放大器，具有一个信号输入端，一个信号输出端和一个增益控制端，该放大器用于与具有响应于一个控制信号而进行增益控制的分离的色度信息相响应，以在其信号输出端产生增益受控的分离的色度信息;和

耦合到该可变增益放大器的信号输出端的整流和峰值检波装置，能够在色同步脉冲周期期间，对基准色度信号进行整流和峰值检波，并与此相应将一个增益控制电压加到可变增益控制放大器的增益控制端。

5、根据权利要求4所述的组合电路，其特征在于，所述整流装置包括：

一个检波放大器，具有一个非倒相输入节点，一个倒相输入节点，以及一个输出节点;

一个电流反馈放大装置连接在所述输出节点和所述倒相输入节点之间，用于在二者间提供负反馈，并将电流提供到倒相节点以有助于维持该倒相节点的电位等于所述非倒相节点的电位;

一个具有欧姆值的电阻元件;

将所述电阻元件连接在所述倒相输入节点和输入端之间的装置;和

用于将一个基准电压加到所述非倒相输入节点和输入端，并用于将从所述可变增益控制放大器的输出端得到的信号加到所述非倒相输入节点和输入端的装置。

6、根据权利要求5所述的组合电路，其特征在于，所述电流放大装置包括一个晶体管，它有确定一个主要导通通路端的第一和第二电极和一个控制电极，其中所述第一电极连接到所述倒相节点而所述控制电极连接到所述输出节点。

7、根据权利要求5所述的组合电路，其特征在于，所述检波放大器包括第一和第二差分连接的晶体管，而所述电流反馈放大装置包括一个第三晶体管，

其中每个晶体管具有确定一个导通通路端的第一和第二电极以及一个控制电极;

其中所述第一和第二晶体管的第一电极通过一个电流源共同接到一个第一工作电位点;

其中所述第一晶体管的控制电极连接到所述非倒相输入节点;

其中所述第二晶体管的控制电极和所述第三晶体管的第一电极连接到倒相输入节点;和

其中所述第二晶体管的第二电极和所述第三晶体管的控制电极连接到所述输出节点。

8、根据权利要求7的组合电路，其特征在于所述放大器包括含有第四和第五晶体管的电流镜象放大器，每个晶体管都具有确定导通通路端的第一和第二电极和一个控制电极;

连接第一晶体管的第二电极和工作电位第二点之间的第四晶体管的导通通路以及第二晶体管的第二电极和工作电位第二点之间的第五晶体管的导通通路的装置;

连接第四和第五晶体管的控制电极至第一晶体管的第二电极的装置。