CN1049081C - 限幅电路 - Google Patents

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Abstract

限幅器包括一个放大器，具有一个非反相输入节点，一个反相输入节点和一个输出节点。反馈晶体管的基极连接到放大器输出节点，它的集电极连接到非反相输入节点，用于在输出节点和非反相输入节点之间提供单向传导负电流反馈。一个电阻被连接于非反相输入节点和输入端之间，用于传导通过反馈晶体管集—射通路提供的电流，该电流与在输入端和反相输入节点之间施加信号的不限幅部分的幅值成正比。两个整流级能够与所连反馈晶体管的集电极相互连接，以共同形成一个全波整流器。

Description

限幅电路
本发明涉及到一种通常用于信号整流的限幅和整流电路，特别是涉及到一种适用于其幅值仅为几分之一伏电压的限幅和整流电路。
限幅电路提供一个输出信号，该输出信号在所提供给它的输入信号的预定范围内线性地响应那个输入信号。但是，当该输入信号偏移到那个预定范围的边界以外时，该限幅电路的输出信号不能再从边界处它的值变化而得。在限幅电路中使用二极管是公知的。使用二极管的半波和全波整流电路是限幅电路的一些特殊例子，这些例子对于电子技术领域以内的普通技术人员来讲是熟知的。
整流电路通常能够进行宽带宽操作并且绝对可靠。但是，由于二极管具有在其导通以前就必须被超出的近似0.6伏的正向压降(VF)，所以，当需要和/或希望对其幅值可能是几分之一伏的交流信号进行整流或限幅时，使用二极管就成问题了。另外，对于靠近二极管特性曲线“拐点”的交流输入信号电平而言，二极管具有一个高度非线性的缺点。这就限制了使用二极管的限幅和整流电路仅能用于相对受到限制的动态范围内的相对高幅值电平的信号。因此，在需要对其范围可能在几个毫伏到几伏以内的交流信号进行整流的场合，使用如上所讨论的，也被称为“前馈”型电路的二极管电路是不适宜的。
为了克服“前馈”限幅(亦即：二极管整流)电路所存在的问题，能够线性工作于小交流信号电压的整流器或绝对值电路通常使用反馈技术来减少二极管非线性的影响。这种电路的一个例子就是于1986年1月14日颁发给米勒等人的、发明名称为“使用运算放大器的全波整流器”的美国专利4,564,814。
特别参看米勒等人的专利图3和图4，这里示出了由一个和晶体管及两个电阻相结合的运算放大器所形成的全波整流器。米勒的图3和图4所示存在的一个问题是用于对交流信号正走向部分进行整流的机构不同于用于对交流信号负走向部分进行整流的机构。因此，尽管这种电路很简单，但是它不能对该交流输入信号的正走向和负走向部分作出均匀或对称的响应，特别是在高频情况下，更是如此。
由1985.6.11颁发给Jose等人、其名称为“用于小信号的全波整流电路”的美国专利4,523,105叙述的获得全波整流的另一种装置包括一个具有相对复杂的负反馈电压反馈装置的放大器，用以提供双向输出电流。在Jose等人的专利中，在输出电流能够被相互结合以产生全波整流以前，需要使双向电流的一部分附加反相。这样，用于正走向半周整流的机构就不同于用于负走向半周整流的机构。
因此，仍然需要一种简单的限幅电路，该电路既具有前馈限幅电路稳定和带宽的优点，又具有反馈限幅电路动态范围和线性的优点，同时它又能很容易地进行重接以响应一个输入信号正的部分或那个输入信号负的部分，并在这两种连接状态下具有相同的可预测增益。
另外，还需要这种电路能够适用于对其幅值可能是几分之一伏的交流信号进行整流，并能够使用整流后(或检测后)的信号产生一个直流(DC)控制电压，以用于控制例如放大器的增益。
本发明实施例的一个电路包括一个差动输入放大器，它具有一个非反相输入节点、一个反相输入节点和一个输出节点。反馈晶体管具有用于规定主传导通道截止的第一和第二电极以及控制电极，其控制电极连接到放大器输出节点上，其第二电极连接到非反相端，用以在输出节点和非反相输入节点之间提供负反馈的电流反馈。具有给定欧姆值的电阻元件连接在非反相输入节点和输入端之间，用以传导由反馈晶体管的主传导通道所提供的电流，其第一电极规定该电路的电流输出端。
由于负反馈，非反相输入节点处的电压趋向于几乎等于反相输入节点处的电位。这种特性使得可以用两种不同的形式去检测在输入端和反相输入节点之间所提供信号的极性和幅值。响应施加给反相输入节点的参考电位以及在施加给输入端的参考电位范围内变化的交流输入信号，在交流信号的负半周内，一种极性的电流流过该反馈晶体管的第一电极和第二电极以及与其相连接的电阻元件，但在正半周期间，没有电流流过。响应施加给输入端的参考电位和施加给反相输入节点的交流输入信号，在正半周期间，同一极性的电流流经反馈晶体管的第一电极、第二电极以及连接于其上的电阻元件，而在负半周期间，没有电流流过。在这两种情况下，电流的幅值是由电阻元件的欧姆值所分流的交流信号值的函数。
因此，本发明实施例的电路适宜用作半波整流器。对于一种输入信号状态(亦即，当参考电位被加到反相输入节点，且在参考电位范围内变化的交流信号被施加给输入端时)，该电路被用作负半波整流器，并在电流输出端产生第一极性电流。当输入信号状态相反(亦即，参考电位被施加给输入端，而交流信号被施加给反相输入节点)时，该电路被用作正半波整流器，并在电流输出端产生同一第一极性电流。
因此，本发明实施例的第一和第二电路可以相互连接以形成一个全波整流器。在这种配置情况下，第一电路的输入端和第二电路的反相输入节点都被连接到参考电位上，第一电路的反相输入节点和第二电路的输入端被连接到在参考电位范围内变化的交流信号上，第一和第二电路的电流输出端相互连接到一起，以产生正比于该输入交流信号绝对值的全波整流后输出电流。
在本发明一个特定实施例中，放大器包括与反馈晶体管互补的传导型第一和第二晶体管。与反馈晶体管相类似的每一个补偿传导型晶体管具有第一和第二电极，用以规定传导通道的截止，并具有一个控制电极。第一和第二晶体管被配置成一个差动输入放大器，其第一电极被共同连接到第一节点，且在第一节点和第一电源端之间连接有电流源。第一和第二晶体管的控制电极分别规定差动输入放大器的非反相输入节点和反相节点，且第二晶体管的第二电极规定该差动输入放大器的输出节点。反馈晶体管的控制电极被连接到第二晶体管(它规定该差动放大器的输出)的第二电极，它的第二电极在非反相节点处连接到第一晶体管的控制电极，以用于在其间提供负反馈并向连接于非反相输入节点和输入端之间的电阻元件提供电流。
作为对向反相输入节点和输入端中的一个施加参考电压，以及对反相输入节点和输入端施加在参考电压范围内正和负走向的交流信号的反应，一个正比于由电阻元件的欧姆值所分流的交流信号幅值的不定向电流流经反馈晶体管的传导通道和电阻元件。
在本发明的一个特定实施例中，第一、第二和反馈晶体管是双极性晶体管。第一和第二晶体管被连接成射极耦合放大器，反馈晶体管的基极连接到第二晶体管的集电极，且其集电极连接到第一晶体管的基极，用以从第二晶体管的集电极(输出)向第一晶体管的基极(非反相输入)提供反馈。
在本发明的某些实施例中，在反馈晶体管第一电极内流动的不定向整流后电流可以被转换成其幅值与交流信号的绝对值成正比的整流后输出电压。然后，整流后输出电压被提供给峰值检测器，以用于提供控制可变增益放大器增益的输出控制电压。
本发明的限幅和整流电路克服了现有技术中存在的缺点，不仅能够对几毫伏的低电压交流信号进行整流，而且对交流输出信号的正半周和负半周都能作出均匀或对称的响应。本发明的电路还能利用整流后的信号，产生一个直流控制电压，控制放大器的增益。
图1的原理图示出了在级联过程中位于实施本发明的全波整流器之后的幅度峰值检测器；
图2示出了与图1所示电路相关的信号波形图；
图3的方框图示出了一种用于VHS型视频盒式录像机(VCR)的读出系统，该读出系统包括实施本发明的全波整流器；
图4象征性地表示了实施本发明的一个电路；
图5表示了一个实施本发明的电路详细原理图。
图1示出了一种被设计来用于带有图3所示类型读出电路的视频盒式录像机(VCR)中的门控检测电路10。特别是图1所示门控检测电路10被设计成在一个自动色彩控制(ACC)环路中去控制一个可变增益放大器301的增益，该放大器用于放大在读出期间由先前所记录的视频磁带中的复原的色彩中(Colour-under)信号。门控检测电路10被用于检测图2波形中所示的色彩中信号中的“色同步信号”部分，并产生一个直流控制电压，以和一个固定的直流电平相比较。由直接取自可变增益放大器301的色彩中信号、而不是由对来自上转换器325的那个信号的未经转环的应答获取ACC信号是Jack Craft同时申请、发明名称为“彩色信号色同步检测系统”所谋求保护的发明。
在图1中，其“色同步信号”部分的幅值和极性待被检测的色彩中信号被表示成由连接于端19和23之间的信号源3所产生的交流(AC)信号VIN。最好是直流(DC)电压的参考电压VREF1被安置在端子21和17之间。可以假设VREF1是工作电压VCC值的二分之一，例如电压VCC可以是+5伏。
图1的检测电路10包括一个用于检测和整流该交流信号VIN的负走向振幅的检测器12，一个用于检测和整流该交流信号VIN正走向振幅的检测器14、一个电流到电压的转换器16、一个峰值检测电路18、一个用于控制整流器12和14的通断和电流到电压转换器16的通断的门控和偏置电路20以及一个模拟比较器22。
用于对负半周进行整流的检测器12的组成成分是由参考字符后面附加一个字母“N”加以识别的。用于对正半周进行整流的检测器14的组成成分是由参考字符后面附加一个字母“P”加以识别的。检测器12包括射极耦合差动放大器连接的两个NPN晶体管Q1N和Q2N，即Q1N和Q2N的发射极共同连接到节点45N，Q1N的基极连接到“非反相”输入节点11N，Q2N的基极连接到“反相”输入节点13N，Q1N的集电极连接到节点53N和Q2N的集电极连接到规定该差动放大器输出(OAN)的节点51N。
电流镜象放大器(CMA)被连接到Q1N和Q2N的集电极。电流镜象放大器包括PNP晶体管Q4N、Q5N和Q6N。晶体管Q4N和Q5N的发射极连接到电源端15，工作电压VCC也被加到该电源端上。Q4N和Q5N的集电极分别连接到节点53N和节点51N上。射极跟随晶体管Q6的集电极接地并可以被安装在单片集成电路的基底上。Q6N的基极连接到节点53N，Q6N的发射极连接到Q4N和Q5N的基极上。该电流镜象放大器的连接是这样的，它使由PNP晶体管Q5N提供给输出节点OAN的集电极电流近似于NPN晶体管Q1N对CMA输入节点53N所要求的集电极电流。
可选择激励的相对稳定的电流源121N连接于节点45N和地之间。电流源121N包括一个NPN晶体管Q18N，它的集电极连接到节点45N，它的发射极连接到加有接地电位的端子17，它的基极连接到可选择地施加有一个相对稳定偏压VB的端子201。
通过其基极连接到Q2N集电极、其集电极连接到Q1N基极的PNP晶体管Q3N的共射极放大器作用，在Q2N集电极处的输出OAN和Q1N基极处的“非反相”输入端之间提供了不定向电流反馈。Q3N的发射极被连接到加法(Summing)线57上。
输入电阻R1N被连接在端11N和输入端7N之间。如下面将要详述的，规定整流器12一个输入端的端7N被连接到端19，规定该整流器另一个输入端的节点11N被连接到端子21。
正振幅检测器14的结构基本上与负振幅检测器12的结构相同。正振幅检测器14包括连接成射极耦合差动放大器的NPN晶体管Q1P和Q2P。即Q1P和Q2P的发射极共同连接到节点45P，Q1P的基极连接到输入节点11P，Q2P的基极连接到反相输入节点13P，Q2P的集电极连接到规定该差动放大器输出OAP的节点51P和Q1P的集电极连接到节点53P。
CMA连接到Q1P和Q2P的集电极。电流镜象放大器包括PNP晶体管Q4P，Q5P和Q6P。晶体管Q4P和Q5P的发射极连接到施加VCC电压的电源端15，Q4P和Q5P的集电极分别连接到节点53P和节点51P。射极跟随晶体管Q6P的集电极接地，并能被安装在一个单片集成电路的基底上。Q6P的基极被连接到节点53P，Q6P的发射极被连接到Q4P和Q5P的基极上。该电流镜象放大器以如下方式连接，它能使由PNP晶体管Q5P提供给节点OAP的集电极电流接近NPN晶体管Q1P对CMA输入节点53P所要求的集电极电流。
可选择激励的相对稳定的电流源121P连接到节点45P上。电流源121包括一个NPN晶体管Q18P，它的集电极连接到节点45P，它的发射极连接到接地端17，而相对稳定的偏压VB可选择地施加给Q18P的基极。
通过PNP晶体管Q3P的共射极放大器作用，在Q2P集电极处的输出OAP和在Q1P基极处的“反相”输入端之间提供了不定向电流反馈，PNP晶体管Q3P的基极连接到Q2P的集电极，它的发射极连接到加法线57，它的集电极连接到Q1P的基极。输入电阻R1P连接于端13P和端7P之间。规定整流器14
一个输入端的端7P连接到端21，规定整流器14另一个输入端的节点11P连接到端19。
在加法输出线57上，由负振幅检测器12所产生的半波整流电流ION与由正振幅检测器14所产生的半波整流电流IOP通过模拟或或者“线或”操作相加。在加法输出线57上所产生的全波整流电流值是由包括在电流到电压转换器16中的电流镜象放大器(CMA)的输入所提供的。该CMA包括PNP晶体管Q11和Q12，它们的发射极连接到端15。由二极管连接的晶体管Q11的基极和集电极以及Q12的基极连接到同时连接加法线57的节点160。Q12的集电极连接到节点164，并产生一个输出电流IC12，该电流的幅值正比于电流到电压转换器16的输入所需要的全波整流电流。电阻R3连接在节点164和加有参考电位VREF2的端165之间。IC12经电阻R3流入参考源VREF2。这样，在节点164处的电压VF就等于(IC12·R3)+VREF2。VREF2可与VREF1的电压相同。
虽然在单片集成电路(IC)中的Q3N、Q3P、Q4N、Q4P、Q5N和Q5P被表示成简单的双极性晶体管，但实际上它们是复合晶体管，每一个复合晶体管都是由一个横向结构的PNP双极晶体管和一个垂直结构的NPN晶体管形成的，PNP晶体管的基极作为复合晶体管的基极，NPN晶体管的发射极作为该复合晶体管的集电极，PNP晶体管的发射极和NPN管的集电极作用该复合晶体管的发射极，且PNP管的集电极连接到NPN管的基极。如集成电路设计者所公知的，这样一种复合晶体管能够提供比仅仅使用横向结构PNP管所能实现增益更高的电流增益β。Q11和Q12也可以是复合晶体管，在这种情况下，作为射极跟随器的一个衬底PNP晶体管插入在节点160和Q11、Q12的联合基极之间。这样，Q11就有足够大的集——射电位，用以加强所期望的复合晶体管的工作。
峰值检测器18包括连接成射极跟随器并用于正走向信号的一个NPN晶体管Q14，它的集电极连接到端15，它的基极连接到节点164，它的发射极连接到节点182。存储电容C1被连接于节点182和接地端17之间，它的值足以使节点182处的峰值电压(VP)在至少一个水平线时间间隔中保持相对稳定。放电电阻R4与节点182和地之间的电容C1并联。选择R4的值，使其在没有检测信号时承担C1两端缓慢减少的电压。
峰值检测器18的输出端182被施加给模拟比较器22的输入端225。比较器22将峰值检测电路18的输出电压VPK与参考电压VREF3进行比较以产生加强彼此间差动变化的输出电压V01和V02。比较器22包括以射极耦合差动放大连接形式连接的NPN晶体管Q15和Q16，它们的发射极共同连接到节点221。一个相对稳定的电流源222被连接在节点221和地电位之间。Q15的基极连接到端182，其集电极连接到输出端224。Q16的基极连接到节点226，其集电极连接到输出端228。负载电阻R20连接于端224和电源端15之间，而负载电阻R22连接于端228和端15之间。通过其集电极接到端15，发射极接到节点226(Q16的基极也接到节点226)的NPN晶体管Q17的射极跟随作用，偏置信号被提供给Q16。产生参考电压VREF3的参考电压源230被连接到Q17的栅极上。通常，VREF3大于VREF2而小于VCC。VREF3通常置于这样一种电平，在该电平作用下，比较器22响应峰值检测器的输出。在端224和228处的输出信号V01和V02加到图3所示的可变增益放大器301。
偏置电压VB是由分压器产生的，该分压器包括在端15和201之间连接的电阻R5和在端201和地之间连接的二极管D1。接入二极管D1以在其正向由端201对地传导电流，借此，由端201处演变过来的偏置电压VB等于在特定电流情况下的二极管D1的正向压降VF。端201被连接到Q18N和Q18P的基极，且201处的电压通过这两个晶体管建立电流电平。
门控电路20包括用于控制产生和施加偏压VB的装置和用于选择将加法输出节点164钳位到地或使它响应交流输入信号二者之一的装置。门控电路20包括在端15和203之间连接的电阻R6。NPN晶体管Q21的基极连接到节点203，它的集电极连接到节点164，它的发射极连到接地端17。NPN晶体管Q20的基极连接到端203，它的发射极接地，Q20的集电极接到偏置端201。NPN晶体管Q22的集电极连接到端203，发射极接地，基极接门控端207，门控信号源205也接于门控端207。
当由源205所产生的门控信号为“高”(即高得足以驱动晶体管Q22，使其完全导通)时，晶体管Q22处于导通状态，并将Q21和Q20的基极电位钳制到或接近地电位。这就切断了经Q20和Q21的导通通道。被截止的Q20允许电流由VCC电源经R5流入二极管D1，从而在二极管D1两端建立一个正向导通电压VB，电压VB被施加给Q18N和Q18P的基极。通过这种偏置，使负振幅检测器12和正振幅检测器14开始工作。同时，Q21的截止排除了施加于节点164的对地钳位，并且使得节点164处的电压演变成正比于在负振幅检测器12和正振幅检测器14联合输出端处所产生电流的电平。当被激励时，负振幅检测器12、正振幅检测器14和电流到电压转换器16相互结合而完成全波整流功能，并且节点164处的电压输出将根据由振幅检测器12和14所产生的输出信号而变化。
当门控信号为“低”(为零电压或接近零电压)时，Q22截止。电流随后经R6流入Q21的基极，从而使Q21的集——射通道导通，并将节点164钳位到或接近地电位。同时，电流还通过R6流入Q20的基极，使Q20的集——射通道导通，从而将Q18N和Q18P的基极钳位到或接近地电位。经Q18N和Q18P的导通通道被截止，从而阻塞负振幅检测器12和正振幅检测器14。同时，Q21的导通将节点164钳位到地电位，从而防止了任一电流流入峰值检测器。这样，当门控源信号为“高”时，全波整流器被激励，且当门控源信号为低时，全波整流器被阻塞。
现在，将要检查在图1所示电路的工作过程中，什么时侯出现门控信号为“高”而晶体管Q21和Q20处于截止的状态。在这种状态下，电压VB被施加给Q18N和Q18P的基极。除了色彩中信号VIN、待被检测的“色同步信号”部分的幅值和极性被分别施加给它们的信号输入端13N和11P，以及参考电压VREF1被分别施加给它们的输入端11N和13P以外，振幅检测器12和14是相同的。由于检测器14的直流偏置状态和应答基本上同于检测器12，所以，参考图5提供对它们各自工作模式的详细叙述，图5示出了不使用后缀“N”和“P”并重画的单一检测器。
在图5中，开关S1和S2被用于指示两种信号状态。对于状态(1)，开关S1将输入端7连接到端19，交流信号VIN也连接到端19，开关S2将节点13连接到端21，VREF1也连接到端21。这个状态相应于检测器12的工作状态。对于状态(2)，开关S1将输入端7连接到端21，VREF1也连接到该端21，开关S2将节点13连接到端19，VIN也连接到该端19 。这种状态相应于检测器14的工作状态。
当VB被施加给Q18的基极时，一个相对稳定的电流IT通过Q18的集——射通路由节点45流向地。假设为直流(DC)电压、并等于VCC/2的电压VREF1被施加给Q2的基极。同时假设(VIN+VREF1)，即一个叠加于直流电平VREF1
之上的交流信号VIN被施加给端7，并从那里通过电阻R1传递给Q1的基极。由于假设VIN最初等于零，那么就可以假设VREF1最初被施加给晶体管Q2N和Q1N差动对的两个基极。由于假设Q1N和Q2N具有类似的工作特性，所以很明显，对于VIN＝0的情况，Q1N的射极电流IE1等于Q2N的射极电流IE2，并且IT＝IE1+IE2。还可以假设，Q1的集极电流IC1等于Q2的集极电流IC2。由于假设Q4和Q5是具有类似几何形状和类似工作特性的单片集成电路晶体管，所以，由Q1所汲取并流过Q4的集电极电流将导致相同幅值的电流流经Q5。有于忽略了基极电流，所以来自Q4的集极电流近似的等于Q1所需要的集极电流，且Q5的集极电流等于Q2所需要的集极电流。(在这个说明中，假设该晶体管的正向电流增益相对高，且基极电流能够大致上被忽略)。
所以，对于VIN＝0以及VREF1被施加给端11和7的这种状态，Q1和Q2的基极电位等于VREF1，Q3的集电极电流(最多)等于流经由Q3的β所分压的Q2的小基极电流。对于VIN等于0的状态，Q3的输出集电极电流IC3可以假设为基本上等于零。即当由IE3来确定时，加到加法线57上的输出电流I0基本上等于零。
上述的分析适用于检测器12和14的直流偏置状态。所以，对于VIN＝0，检测器12的输出电流ION和检测器14的输出电流IOP是零或接近零。现在将对图1所示电路的响应，特别是对检测器12和14工作状态进行分析，其中VIN相对于VREF1为负和其中VIN相对于VREF1为正。
回头参看图5，首先考虑第一种状态(1)，其中，开关S1将VIN施加给端7，开关S2将VREF1施加给端13，用以执行检测器12的工作。
当VIN为负，并利用开关S1和S2置成状态(1)时，即端7上的信号相对于节点11处的信号为负时，Q1基极处的电压相对于Q2的基极电压趋向为负。节点45处的电压趋向保持不变，其结果是(利用由Q2所提供的正向导通基——射结电压偏置)跟随在Q2基极处所存在的较高电压VREF1。在节点45处被保持的电压趋向减少Q1的基——射电压，并随后减少经过Q1的导通。因此，来自节点53并由Q1所要求的电流IC1被减少，从而趋向于减少从Q4和Q5流向节点53的电流IB4和IB5，并因此而减少了从Q4集电极流向节点53的电流IC4，以提供一个减小了的IC1电流需求。通过电流镜象作用，由Q5所提供的集极电流IC5与Q4所提供的集极电流IC4共同减少。由于在IC5集极电流减少的同时，经过Q2的导通正在增加，所以就有一个增加的IB3电流流入Q3的基极。流入Q3基极的增加的IB3电流在电流由Q3的集电极流入节点11过程中被Q3的共射极电流增益β按比例放大。Q3集极电流最初经过电阻R1，并在R1两端产生压降，该压降增加足以克服由于响应在端7上的VIN变负所引起的减少Q1基——射电压的大部分趋势。经过Q1的导通增加，从而增加来自由Q4、Q5和Q6所组成的CMA输入连接点、并由Q1所要求的集极电流，同时增加由CMA连接点提供给输出端的集极电流IC5。IC5被充分地增加以保持IB3足够大，从而使得来自Q3的集极电流IC3保持R1两端的电压降基本上等于(VREF1-VIN)。即反馈给节点11的电流的作用是IC3电流的一部分流入Q1的基极，且经过Q1和Q2的电流电平被重新调节，从而使节点11处的电压将被保持在或接近于节点13处的电压。
这种闭环分析表示，对于连接有VREF1的节点13，当输入端7处的信号趋向增加在非反相节点13处的电压时，通过经过电阻R1从中提取电流，Q3将提供一个充分的反馈，以保持节点11处于或接近于VREF1电位。对于施加到节点13的VREF1的状态以及在VREF1范围以内负性变化的交流信号，节点11用作实际上的交流地端，并将趋向于保持在VREF1。
由于Q3能提供节点11所需要的所有电流以保持节点11等于VREF1，很明显，当施加给输入端7的VIN变负时，流经电阻R1的电流将等于(VREF1-VIN)/R1，其中R1是R1的电阻值。这样，当交流信号在负方向上增加时，流经R1的电流(I1)将线性增加。也很明显，由于双极晶体管的集极电流和射极电流的相互关系为β：(β+1)，且PNP单片集成电路晶体管的β通常至少为10，所以，与Q3射极电流IE3相同的输出电流(I0)基本上等于流经R1的电流I1。
当VIN变负且开关S1和S2被置成状态(1)时，即当端7上的信号相对于节点13处的信号相对变负时，电流趋向于从端7经R1流入Q1的基极。现在Q1比Q2更趋向于导通，并趋向于减少经Q2的导通。正向增加经过Q1导通的趋势伴随有增加经过Q4和Q5等导通的趋势。所希望的集极电流IC5的增加不能通过减少Q2所要求的集极电流IC2来提取，这样，Q5趋向于将电流从流线晶体管转入Q3的基极，进而趋向于切断经过Q3的导通。Q5趋于饱和状态，从而使Q3的基——射结电压减少到维持那个结导通所需要的电平以下。因此，当端7处的VIN相对于端11处的VREF1为正时，通过Q3的导通被截止，且没有所要求的IC3射极电流由Q3提供给加法线57。
这就表示，当VIN相对于VREF1为负时，负振幅检测器12产生一个随VIN线性增加的输出电流ION，当VIN增加并相对于VREF1为正时，它的输出电流ION等于零。
现在来解释正振幅检测器14的工作情况。再一次参看图5，开关S1和S2被置于状态(2)，即开关S1将VREF1提供给端7，开关S2将VIN提供给反相节点13，以执行检测电路14的操作。
当VIN变正且开关S1和S2置于状态(2)时，即当节点13处的电位比端7处的电位更正时，Q2的基极相对于Q1的基极而言为正，从而趋向于使Q1截止。通过Q4和Q5使Q1减少的集电极电流被镜象反映，从而引起施加给节点OA的IC5减小。当Q2的基极电压增加时，它的集电极电流IC2增加。由于Q5趋于正向截止，所以增加的电流趋于流入Q3的基极，并使得流入节点11的Q3集极电流IC3和流向加法线57的射极电流IC3增加。流入节点11的增加的电流使Q1的基极电压升高到一个值，该值近似的等于节点13处电位VIN的值。由于节点11等于VIN，还由于输入端7处于VREF1电位，所以流经R1的电流I1等于(VIN-VREF)/R1。经过R1的电流从Q3的集极流出，同时还伴有一个基本相等的射极电流IE3。
当VIN为负且开关S1和S2置于状态(2)时，即节点13处的电位比端7处的电位更负时，Q2的基极相对于Q1的基极而言为负。由于经过Q1的导通增加，流经Q4和Q5的电流也增加。这样，当晶体管Q2传导一个使Q3集——射通道的导通被截止的小电流时，就出现了一个趋向，使Q5提供更多的电流给节点51。这就导致了Q5的饱和导通，从而将其集极电位钳制到施加给它的发射极的工作电位，并进一步减少了Q3的基——射极电位，使Q3的集——射通路截止。
因此，对图5电路的分析表明Q3提供充分的电流，以保持节点11处的电压等于节点13处的电压。关于这种状态，当输入端7变负且节点11保持在VREF1时，流经R1和R3的电流等于(VREF1-VIN)/R1。同样的，当输入端保持在VREF1且节点11处的电位随VIN上升时，电流以相同的方向流经R1和Q3，其值等于(VIN-VREF1)/R1。因此，图1所示正振幅检测器14被用于产生一个输出电流IOP，当VIN相对于VREF为正时，输出电流IOP随VIN线性增加。正振幅检测器14被用于产生一个输出电流IOP，当VIN相对于VREF1为负时，输出电流IOP为零。很明显，检测器12和14能够对非常小的信号差作出响应。回过头来看图1，在加法输出线56上，由负振幅检测器12产生的半波整流电流ION和正振幅检测器14产生的半波整流电流IOP以“模拟或”或者“线或”的工作方式相加。加法线57上所要求的相加所产生的全波整流电流由电流到电压转换器16的一个输入提供。
图4比图5更加详细地表示了振幅检测器12和14中二者之一。图4所示电路通常被看作是一种限幅器，而不是整流器。如图4所示的限幅器或振幅检测器所示，图5电路中的Q1、Q2、Q4、Q5、Q6和Q18(当导通时)一起工作，并类似一个运算放大器(op-amp)401。Q1的基极相当于op-amp401的非反相(+)输入端，Q2的基极相当于op-amp401的反相(-)输入端，Q2和Q5集极之间的节点51相当于op-amp401的输出端。op-amp401在图5所示实施例的限幅器或振幅检测器中是一个运算跨导放大器(OTA)。带有前缀“11”的节点或端规定op-amp401的非反相节点或端(+)，带有前缀“13”的节点或端规定op-amp401的反相(-)节点(或端)，该节点也是图4限幅器或振幅检测器两个输入端之一。
在被认为是一个整体的图4限幅器或振幅检测器中，带有前缀“11”的节点或端是它的两个输入端之一。节点11是一个用作实际接地的内部节点。电阻R1连接在节点11和标有前缀7的端之间，该端是图4所示限幅器或振幅检测器的另一输入端。
通过反馈放大器，为op-amp401提供了从其输出端OA到其非反相(-)输入端11的负反馈，反馈放大器的输入端连接到op-amp401的输出端OA，其非反相输出端连接到以电阻R1作为负载的节点11。反馈放大器还有一个输出端连接到图4所示限幅器或振幅检测器的输出端上，如图4所示以用作一个非反相输出连接(IO)。图4所示的反馈放大器表示为连接成共射极状态的Q3，它具有作为射极负载的电阻R1并且有从Q3的发射极连接到图4所示限幅器或振幅检测器非反相输出端(NO)的输出端。
由连接成共射极放大器，并具有作为射极负载的电阻R1的双极性晶体管Q3所提供的反馈放大器可以被视为是一种跨导放大器，从而Q3就可以用作电流放大装置，用以驱动电阻R1作为电流到电压转换元件。然而，连接成共漏极放大器或源跟随器的低阈值场效应晶体管可以代替双极性晶体管Q3。Q2和Q5的集极电流差在节点OA处向杂散电容充电以提供一个电压，场效应晶体管响应该电压并作为跨导放大元件而使用。若op-amp401是一个电压放大器，而不是一个跨导放大器，那么，双极性晶体管Q3或者低阈值电压场效应晶体管都将与作为负载的R1一起共同用作跨导放大装置，以形成一个用作反馈放大器的电压放大器。
图1所示的全波整流器和检测器电路都试图包括在一个VHS型视频盒式录像机(VCR)的读出电路中，但是在叙述这种读出电路以前，首先提供一些有关VHS记录的某些背景信息。在VHS记录中，在组合信号中所包含的亮度和色度信息是彼此分离的。被提供来用于记录的色度信息与下转换中4.21MHZ载波四个相位中的一个相混合，上述下转换产生一个色彩中信号，该信号包括一个被遏制的629KHZ色彩中载波的正交幅度调制(QAM)边频带。当由组合视频信号的行和场予以确定时，4.21MHZ载波的相位是在逐行的基础上加以选择的，选择信号是通过对与组合视频信号相互分离的水平和垂直同步脉冲的内容译码而产生的。亮度信息被用于对较高频的亮度载波进行频率调制。在所产生的FM信号中，同步顶端约在3.4MHZ，黑电平约在3.7MHZ，白电平约在4.4MHZ。该FM信号被加到色彩中边频带用作边缘频率，且所产生的信号被预先加强，并通过VCR型传送装置的垂直扫描对视频磁带进行记录。
图3示出了用于VHS型视频盒式录像机(VCR)的读出电路。该电路包括图1所示的全波整流和检测器电路。当视频磁带被读出时，色彩中边频带和FM信号彼此是相互分离的。低通滤波器309将色彩中边频带复原并加到可变增益控制放大器301。高通滤波器311将FM信号复原，为了伴随水平和垂直同步脉冲而重新产生亮度信号，脉冲计数型FM检测器313对FM信号执行解调操作。
振荡器315提供4.21MHZ载波，该载波的相位是根据在读出期间对组合视频信号的行和场进行计数，而不是通过对与再生亮度信号相分离的水平和垂直同步脉冲进行计数所获得的计数逐行进行选择的。特别是，水平同步分离器317将水平同步脉冲从FM译码器313的输出信号中分离出来，以用于通过模4扫描行计数器319进行计数，并且垂直同步分离器321将垂直同步脉冲从FM检测器313的输出信号中分离出来，以用于通过模2现场计数器323进行计数。
上转换器325使来自可变增益控制放大器301的色彩中边频带与来自振荡器315的四个相位中一个的4.21MHZ载波相混合，并借此重新产生具有3.58MHZ副载波的色度边带。具有3.58MHZ中央频率的带通滤波器351响应上转换器325的输出信号，以把重新产生的3.58MHZ色度边带从图象边带中分离出来。组合电路327将来自滤波器351的再生3.58MHZ色度边带与来自FM检测器313的再生亮度信号组合起来以再生施加给视频调制器329的组合视频信号，用于对安置在VCR读出电路内的低电平电视信号发射机中的视频载波进行调制。
在与4.21MHZ载波在上转换器325中进行混合以前，利用可变增益控制放大器301对色彩中边带的峰幅值进行调节。这就避免了上转换器325中的混频器超负荷，同时又利用了该混频器的整个动态范围。可变增益控制放大器的优点描述可见由Jack Craft于92年6月10日申请、申请号为07,896,442、发明名称为“在负载电流中没有直流移动或信号相位反转的控制增益放大器”并转让给Samsung电子公司的美国专利申请。可变增益控制放大器301的增益由ACC环路控制，除了可变增益控制放大器301以外，该ACC环路还包括响应来自放大器301的色彩中信号并提供该信号作为参考电压VREF1的放大器303；用于所涉及到的色彩中信号色同步信号部分、并包括有检测器12和14的全波整流器；该ACC环路还包括一个电流到电压转换器16，该转换器响应全波整流后的色彩中信号，该信号使由检测器12和14从其中抽取的色同步信号彩色同步，以提供一个附加到基座电压VREF2的全波整流后色同步电压。还包括一个峰值检测器18，它响应来自电流到电压转换器16的全波整流后色同步电压，以产生一个用于测量色彩中信号幅值的信号。还包括一个比较器22，用于根据用来测量趋于超过参考电压VREF3的色彩中信号幅值的信号的数量产生与可变增益控制放大器301相关的增益控制信号。
由于检测器12和14只有当发生了在时间彩色色同步处提供色同步选通信号VGATE时才能激励，所以AGC是所有一切的关键。色同步选通信号是由色同步选通发生器331产生的，该发生器331接收来自水平同步分离器317的水平同步脉冲，并在描述电视图象和含有彩色色同步信息的扫描行期间的每个水平同步脉冲之后的规定时间，(响应这些同步脉冲)产生色同步选通信号VGATE。当信息被用于确定在垂直消隐间隔内的什么时间色同步选通脉冲被中止时，色同步选通发生器331可以接收来自行计数器319的扫描行计数或来自垂直同步分离器321的独立垂直同步脉冲。尽管最多只能有一个被用于通常的实践中，但图3示出了这两种情况。
图3中关键的AGC不同于在现有技术VCR的读出电路中所见到的，在现有技术VCR中，彩色色同步是在它的上转换以前，以来自色彩中信号的629KHZ进行检测的，而不是在该上转换以后，以3.58MHZ进行检测的。在比较新型的VCR中，例如在1992年5月12日颁发给C.H，Strollt等人的美国专利5,113,262、发明名称为“使能限制带宽记录和读出的视频信号记录系统”中一般性地描述了一种较新型VCR，它可以被指望使用与亮度信号(当从频率调制亮度载波进行解调时)和色彩中信号相关的时基校正器。美国专利5,113,262叙述了对时基校正的色彩中信号进行数字滤波，以使色度边带和与这些边带相互交错的运转信号从其中分离出来。时基校正器使用数字存储器，该数字存储器根据来自磁带读出期间所记录信号的时基写入，并根据允许在相邻扫描行上方便地横向数字滤波的更稳定的时基读出。在亮度信号和色彩中信号被写入该数字存储器以前，它们必须被数字化，并且为了更充分地利用成本——效果的模/数转换器中有限量的位分辨率(例如8个)，实际上需要在其被数字化以前，有增益地控制色彩中信号。可变延时的时基校正和在模/数转换器与将色彩中信号上转换成与组合视频信号相关的正常色度频带之间的大量处理步骤趋于在用于那个上转换之后对色同步信号幅值经行检测的自动增益控制(AGC)环路中引起跟踪问题，当是一个自动彩色控制(ACC)环路时，该环路就可能具有更特殊的特征。
但是由于减少了在色同步信号选通间隔内可用于检测的周期数量，所以，利用来自色彩中信号的629KHZ实现对彩色色同步信号进行检测比使用3.58MHZ对彩色色同步信号进行贯常检测要困难的多。在每个扫描行的色同步信号选通间隔期间仅有彩色色同步信号的一个半周期发生在629KHZ处。它不再适于利用键控同步检测来实现抗扰性。629KHZ彩色色同步信号的这几个周期峰值的检测和通过滤波将这些检测以后的629KHZ彩色色同步信号直接展宽成用于施加给可变增益控制放大器301的连续直流电位仅在3.58MHZ处对彩色色同步信号进行贯常的检测存在着更多问题。实施本发明的全波整流电路被开发出来以克服这些问题。
参考图2所示的波形图，很容易解释作为图3所示色度色同步信号检测系统一部分的全波整流器12和14以及电流到电压转换器16的工作情况。图2中的波形A是施加于图1中端19和21之间的交流输入信号VIN。表示与图3所示放大器303的输出端所产生的VREF1有关的色彩中信号的波形A包括发生在时间t1和t2之间的“色同步”信号和发生在时间t3和t4之间的行信息信号。行信息信号包括用于对两个色差信号进行编码的QAM边带。“色同步”信号发生在629KHZ频率处并用作参考信号，重要的是该信号被适当检测，以控制放大器301的增益。
参看被识别为“色同步信号”的波形A的一部分，注意，“色同步”信号是一个交流信号，该信号相对于VREF1而言为正和为负，且其幅值范围可以是从几个毫伏到一伏以上。波形B是一个选通信号VGATE，在t1和t2这段时间内，该信号为高电平。波形B是由图3中色同步信号选通发生器331提供的；在图1中，该波形是由源205产生并提供给端207的。如上所述，当VGATE为高电平时，半波整流器12和14被激励，而当VGATE为低电平时，半波整流器12和14被阻塞。因此，只有当VGATE为高电平时，如上所述所检测的“色同步”信号的正和负振幅才会被叠加于VREF2之上，从而产生叠加了VREF2的全波检测信号，如图2波形C所示。
与VREF2相叠加的全波整流信号(VFN)是图1所示电路响应波形A中所示的那个“色同步”信号而在节点164处产生的信号。节点164处的信号VFN被提供给峰值检测器晶体管Q14的基极，该晶体管利用射极跟随作用使电容C1充电至节点164处信号的值(减少VBE压降)。
如图2波形D所示，当VGATE为高电平时，在选通周期内，峰值检测器18输出端182处的电压增加。随着选通周期的结束，充电电容C1经过R4和比较器22的输入电导缓慢放电，如波形D所示。C1和C4(和比较器22的输入电导)的值保证C1能够缓慢放电。
如上所述，在t1-t2的选通周期内，通过Q20的导通通路和通过Q21的导通通路被截止。在选通周期截止以后(选通信号为低电平)，Q21的导通通路被开启，从而将节点164和Q14的基极电位钳制到或接近地电平。这就防止了来自电流到电压转换器16的任一反馈信号被提供给峰值检测器，并通过它提供给电容C1。
峰值检测器的输出VPK被提供给规定由Q15、Q16所组成的差动放大器一个输入的Q15的基极。参考电压VREF3被提供给Q17的基极。它的射极电压(VREF3-VBE)被提供给与Q15呈射极耦合差动放大器连接形式的Q16的基极。这样，当节点182处的电压VPK大于Q16的基极电压时，Q15导通，且其集极电压V01低于Q16的集极电压V02。另一方面，当节点182处的电压低于Q16的基极电压时，V01大于V02。推挽电压V01和V02可被用于控制放大器301的增益，如图3所示，也可以用于执行其它的控制功能。
图1的峰幅值检测器另外可以被用来在ACC环路中检测彩色色同步的峰幅值，其中3.58MHZ彩色色同步信号也被检测。与键控同步检测器不同，图1的峰幅值检测器没有抗扰性。然而，VCR和TV设备的设计者们有时是很慎重地寻找在干扰状态期间色度差信号幅值的减少的。图1的峰幅值检测器可以作简单的修改，以在所希望的地方提供一个键控同步检测。这可以通过将远离节点201的电阻R5的一端不连接到连续工作电位VCC，而连接到以3.58MHZ速率转变到零的工作电位VCC加以实现。另外，3.58MHZ方波电流源可以加到节点201上。
本专业技术领域以内的普通技术人员和熟知上述说明的人员将会了解，特别是当一个人需要一个具有信号限幅或键控能力(或两者都需要，如用于电视接受机的键控同步信号分离器)的放大器时，图4和图5所示的结构可以作为放大器而具有更广泛的用途。借助于举例，图1所示用于执行全波整流的检测器12和14的连接状态可以进行修改，以用作后面跟有绝对值电路的信号提取器(Signal Corer)；这是一种用于视频信号动态检测的功能，例如，在确定了视频信号中两个帧之间的差别以后，这种功能被用于产生多个动态指示，以显示对帧与帧之间随机干扰的抗扰性。在这种情况下，为了扼制响应负走向干扰低电平的Q3N集极电流，检测器12输入端11N的电位将从其输入端7N处的VREF1电位负向地偏移一个电位；和为了扼制响应正走向干扰低电平的Q3P集极电流，检测器14输入端7P的电位将从其输入端11P处的VREF1电位正向地偏移一个电位。
当分析下面所述的权利要求时，记住，通过了解前述说明，本专业技术领域内的普通技术人员能够设计出一些特别是所描述和要求的最佳实施例的改型，这种改型也被包括在下述权利要求谋求保护的范围以内。

Claims (24)

1、一种组合电路，其特征在于，包括：
一个输入端和一个输出端；
一个具有非反相输入节点、反相输入节点和输出节点的差动输入放大器；
一个反馈放大器，其输入端连接到所述输出节点；其第一输出端连接到所述非反相输入节点，用于完成负反馈回路和提供电流给所述反相输入节点，以保持所述非反相节点处的电位等于所述反相节点处的电位；和其第二输出端连接到所述输出端；
一个电阻元件，它具有一个欧姆值并连接在所述非反相输入节点和输入端之间；和
装置，用于将参考电压提供给所述反相输入节点和所述输入端中的一个，并将一个在所述参考电压范围内变动的交流信号提供给所述反相输入节点和所述输入端中的另一个。
2、根据权利要求1所述的组合电路，其特征在于所述的反馈放大器包括：
一个晶体管，具有用于规定主传导通道截止的第一和第二电极和控制电极，所述第一电极连接到所述输出端，所述第二电极连接到所述非反相节点，和所述控制电极连接到所述输出节点。
3、根据权利要求1的组合电路，其特征在于，
其中所述的差动输入放大器包括第一传导型的第一和第二晶体管，两管彼此呈射极耦合差动放大器连接；
其中，所述反馈放大器包括与所述第一传导型互补的第二传导型的第三晶体管；
其中，所述第一和第二晶体管的所述第一电极通过电流源共同连接到工作电位的第一点；
其中，所述第一晶体管的控制电极和所述第三晶体管的第二电极被连接到所述非反相输入节点；
其中，所述第二晶体管的控制电极被连接到所述反相输入节点；和
其中，所述第二晶体管的所述第二电极和所述第三晶体管的控制电极被连接到所述输出节点。
4、根据权利要求3所述的组合电路，其特征在于，所述差动输入放大器还包括一个电流镜象放大器，该放大器包括：
所述第二传导型的第四和第五晶体管，每个都具有用于规定传导通路截止的第一和第二电极以及控制电极；
装置，用于连接第一晶体管的第二电极和工作电位第二点之间的第四晶体管传导通路和第二晶体管第二电极和所述工作电位第一点之间的第五晶体管的传导通路；和
装置，用于将所述第四和第五晶体管的控制电极连接到所述第一晶体管的所述第二电极。
5、根据权利要求4所述的组合电路，其特征在于，所述的晶体管是双极性晶体管。
6、根据权利要求3所述的组合电路，其特征在于，
其中，所述的第一、第二和第三晶体管是双极性晶体管；和
其中，就每个晶体管而言，第一电极是发射极，第二电极是集电极，控制电极是基极。
7、根据权利要求6所述的组合电路，其特征在于，
其中，所述的电流源包括具有基极、发射极和集电极的所述第一传导型的另一晶体管；
其中，所述另一晶体管的所述集电极连接到所述第一和第二晶体管的所述发射极；
其中，所述另一晶体管的所述发射极连接到所述工作电位的第一点；和
其中，在一个选择的时间周期内，将一个固定的偏置电位有选择地加到所述另一晶体管的基极上，以用于在那个周期内激励该放大器。
8、根据权利要求3所述的组合电路，其特征在于，所述的放大器还包括：
电流镜象放大器，它具有连接到所述第一晶体管第二电极的一个输入端，和连接到所述第二晶体管第二电极的一个输出端。
9、根据权利要求8所述的组合电路，其特征在于，所述的电流镜象放大器包括：
第四和第五晶体管，每一个都具有用于规定通过它的相应主传导通路截止的相应第一和第二电极，且每一个都具有相应的控制电极；
装置，用于连接工作电位第二点和所述电流镜象放大器输入端间的所述第四晶体管的主传导通路；
装置，用以连接工作电位第二点和所述电流镜象放大器输出端间的所述第五晶体管的主传导通路；
从所述电流镜放大器的输入端到所述第四晶体管控制电极的反馈连接，用于根据流经所述第一晶体管的第二电极的电流，规定在所述第四晶体管控制电极处的电位达到能够对流经所述第四晶体管主传导通路的电流进行调整的程度；和
装置，用于规定所述第五晶体管的控制极电位基本上与所述第四晶体管控制极电位相同。
10、一种组合电路，其特征在于，包括：
第一和第二信号输入端，用于接受在两个输入端间变化的输入信号电压，该电压随时有特定的极性；
第一和第二电源端，用于在其间施加工作电位；
第一传导型的第一、第二和第三双极性晶体管，和与所述第一传导型互补的第二传导型的第四双极性晶体管，每个晶体管都具有基极，发射极和集电极；
装置，用于将所述第二晶体管的基极连接到所述第一信号输入端；
装置，用于将所述第四晶体管的基极连接到所述第二晶体管的集电极；
装置，用于将所述第四晶体管的集电极和所述第一晶体管的基极连接到第一节点；
电阻装置，用于在所述第一节点和所述第二信号输入端之间提供电阻；
电流源装置，连接在所述第二电源端与所述第一和第二晶体管的集电极之间；
装置，用于将第一和第二晶体管的发射极共同连接到第二节点；
装置，用于连接在所述第二节点和所述第一电源端之间的所述第三晶体管的集——射通路；
装置，用于有选择地将一个正偏压加到所述第三晶体管的基极上，用以规定它的另外一个与传导有关的非传导集——射通路，响应这个偏压，传导或非传导型的所述第四晶体管被规定单独地去传导集极电流，以响应具有所述特定极性的所述输入信号电压，使第三晶体管流经所述第一晶体管的集—射通路的集电极电流切断，并使第三晶体管流经所述第二晶体管的集—射通路的集电极电流增大，从而使所述第四晶体管的基极正向偏置，条件是所述第三晶体管导通，有集电极电流流过；和
装置，该装置利用响应具有所述特定极性的所述输入信号电压的这些部分而流经所述第四晶体管的射极电流作为输出信号。
11、根据权利要求10所述的组合电路，其特征在于，用于在所述第一和第二信号输入端之间施加信号的所述装置包括：
装置，用于将第一参考电压提供给所述第一和第二信号输入端中的一个；和
装置，用于将一个交流(AC)信号提供给所述第一和第二信号输入端中的另一个，所述的交流信号在所述第一参考电压范围内变化，用以在每个周期的一半周期内产生流经所述第三晶体管和电阻装置的电流，当在上述一半周期内，所述交流信号的幅值增加时，该电流也增加。
12、根据权利要求10所述的组合电路，其特征在于，用于在所述第一和第二信号输入端之间施加信号的所述装置包括：
装置，用于将第一参考电压提供给所述的第一信号输入端；和
装置，用于将一个交流(AC)信号提供给所述第二信号输入端，所述交流信号在所述第一参考电压范围内变化，用以产生一个流经所述第三晶体管和所述电阻装置的电流，当所述交流信号的幅值比所述第一参考电压值更负时，该电流增加，和当所述第二交流信号的幅值相对于所述第一参考值为正时，上述电流近似等于零。
13、根据权利要求10所述的组合电路，其特征在于，用于在所述第一和第二信号输入端之间施加信号的所述装置包括：
装置，用于将第一参考电压提供给所述第二信号输入端；和
装置，用于将一个交流信号提供给所述第一信号输入端，所述交流信号在所述第一参考电压范围内变化，用以产生一个流经所述第三晶体管和所述电阻装置的电流，当所述交流信号的幅值比所述第一参考值更正时，该电流增加，而当所述第二交流信号的幅值相对于所述第一参考值为负时，该电流近似等于零。
14、根据权利要求10所述的组合电路，其特征在于，在所述第二电源端和所述第一和第二晶体管的集电极之间连接的电流源装置包括：
电流镜象放大器，其输入端连接到所述第一晶体管的第二电极，其输出端连接到所述第二晶体管的第二电极，并具有到所述第二电源端的公共连线。
15、根据权利要求14所述的组合电路，其特征在于，所述的电流镜象放大器包括：
第四和第五晶体管，每一个都具有用于规定通过它们的相应主传导通路截止的第一和第二电极，并且每一个都具有相应的控制电极；
装置，用于连接所述电流镜象放大器的公共连线和输入连线之间的所述第四晶体管的主传导通路；
装置，用于连接所述电流镜象放大器的公共连线和输出连线之间的所述第五晶体管的主传导通路；
从所述电流镜象放大器的输入端到所述第四晶体管控制电极的反馈连线，用于根据流经所述第一晶体管第二电极的电流，规定所述第四晶体管控制电极的电位，使它能够对流经所述第四晶体管主传导通路的电流进行调节；和
装置，用于规定所述第五晶体管的控制电极电位基本上与所述第四晶体管的控制电极电位相同。
16、根据权利要求10的一种组合电路，其特征在于还包括：
装置，用于在所述第一和第二信号输入端之间提供一个交流信号，并且响应该交流信号，通过所述第三晶体管的传导通路产生一个不定向输出电流，该电流的幅值是由R所分压的该交流信号幅值的函数。
17、一种组合电路，其特征在于，包括：
一个用于接受输入信号的输入信号端，在选通间隔期间内，以绝对值为基础，对输入信号的一部分进行检测；
第一和第二可选择激励的限幅装置，这些装置被连接用于从所述第一信号输入端接受相应的输入信号，所述第一限幅装置有一个输出端，用于提供对所述输入信号中比第一参考电位更负的部分作出线性反应的相应输出信号，和所述第二限幅装置有一个输出端，用于提供对所述输入信号中比第二参考电位更正的部分作出线性反应的相应输出信号；和
装置，用于使所述第一和第二限幅装置的输出信号相加，并产生一个组合的输出信号，该组合的输出信号被用于根据所输入信号的绝对值基础部分来检测该输入信号是在远离第二参考电位的方向上偏移到第一参考电位以下，还是在远离所述第一参考电位的方向上偏移到所述第二参考电位以下，其中，所述的第一限幅装置包括：
a)  第一电阻元件，它的第一端接到所述输入信号端，它还具有第二端，并且在它的第一和第二端之间呈现第一欧姆值；
b)  第一差动输入放大器，它具有一个被提供有所述第一参考电位的反相输入节点，具有一个连接到所述第一电阻元件第二端的非反相输入节点，具有一个输出节点；和
c)  第一电流放大器，它具有一个连接到所述第一差动输入放大器输出端的一个输入端，具有到所述第一限幅装置输出端的公共连线，和到所述第一差动输入放大器非反相输入节点的输出端连线，其中，所述第二限幅装置包括：
d)  第二电阻元件，具有连接到所述输入信号端的第一端、具有第二端，在它的第一和第二端之间呈现第二欧姆值；
e)  第二差动输入放大器，它具有一个被提供有所述第二参考电位的非反相输入节点，具有一个连接到所述第二电阻元件第二端的反相输入节点，和具有一个输出节点；和
f)  第二电流反馈放大装置，它具有一个连接到所述第二差动输入放大器输出节点的输入端，具有到所述第二限幅装置输出端的公共连线，和具有到所述第二差动输入放大器非反相输入节点的输出连线。
18、根据权利要求17所述的组合电路，其特征在于，所述第一和第二参考电位彼此相同，借此，所述第一和第二可选择激励的限幅装置分别作为第一和第二可选择激励的整流装置。
19、根据权利要求18所述的组合电路，其特征在于，所述的第一和第二可选择激励的整流装置在所述的选通间隔期间被激励；和
其中，所述的选通间隔相应于色度色同步信号。
20、根据权利要求19所述的组合电路，其特征在于，还包括：
电流到电压转换装置，用于响应来自所述加法装置的电流，在所述的选通间隔期间内，产生一个正比于所述交流信号绝对值的全波整流电压。
21、根据权利要求20所述的组合电路，其特征在于，还包括：
峰值检测装置，用于检测来自电流到电压转换装置的电压的峰值，和
跟随于所述峰值检测装置的低通滤波装置。
22、根据权利要求21所述的组合电路，其特征在于，还包括：
控制装置，它耦合到所述低通滤波装置，并对其作出响应，以产生耦合给可变增益放大器的控制信号。
23、一种全波整流器，其特征在于包括：
第一和第二输入信号端，和一个输出信号端，
第一和第二半波整流器级，每一级包括：
a)  一个放大器，具有一个非反相输入节点、一个反相输入节点和一个输出节点，
b)  在所述输出节点和所述非反相输入节点之间连接的反馈放大器，用于在其间提供负反馈，并用于提供电流进入所述非反相输入节点，
c)  具有一个欧姆值的电阻元件，和
d)  装置，用于在所述非反相输入节点和一个输入端之间连接所述电阻元件，每个反馈放大器具有电流输出端；
装置，用于在所述第一输入信号端将第一半波整流器级的反相输入节点和第二半波整流器级的输入端连接到一起，以用于所述的全波整流器；
装置，用于在所述的第二输入信号端将第一半波整流器级的输入端和第二半波整流器级的反相输入节点连接到一起，以用于所述的全波整流器；和
加法装置，用于在所述的输出信号端将第一和第二半波整流器级的电流输出端连接到一起，以用于所述的全波整流器。
24、根据权利要求23所述的全波整流器，其特征在于，
用于将每一级的反相输入节点和输入端连接到所述第一和第二信号输入端的装置包括将参考电位提供给所述第一和第二信号输出中的一个、将在所述参考电位范围内变化的交流电压提供给所述第一和第二信号输入端另一个的装置。
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