RU2752228C1 - Способ и устройство преобразования структуры спектрально-эффективных радиосигналов для усиления в нелинейных усилителях мощности - Google Patents

Способ и устройство преобразования структуры спектрально-эффективных радиосигналов для усиления в нелинейных усилителях мощности Download PDF

Info

Publication number
RU2752228C1
RU2752228C1 RU2020142008A RU2020142008A RU2752228C1 RU 2752228 C1 RU2752228 C1 RU 2752228C1 RU 2020142008 A RU2020142008 A RU 2020142008A RU 2020142008 A RU2020142008 A RU 2020142008A RU 2752228 C1 RU2752228 C1 RU 2752228C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
output
input
phase
signal
signals
Prior art date
Application number
RU2020142008A
Other languages
English (en)
Inventor
Сергей Сергеевич Печников
Сергей Анатольевич Шерстюков
Денис Сергеевич Толстых
Original Assignee
Сергей Сергеевич Печников
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Сергей Сергеевич Печников filed Critical Сергей Сергеевич Печников
Priority to RU2020142008A priority Critical patent/RU2752228C1/ru
Application granted granted Critical
Publication of RU2752228C1 publication Critical patent/RU2752228C1/ru

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03C—MODULATION
    • H03C1/00—Amplitude modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
    • H03F1/0294—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers using vector summing of two or more constant amplitude phase-modulated signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Abstract

Изобретение относится к радиотехнике, а именно к области формирования и передачи радиосигналов, и может быть использовано для линейного усиления радиосигналов с векторной модуляцией в нелинейных усилителях мощности в условиях необходимости выполнения требований по электромагнитной совместимости радиоэлектронных средств. Технический результат - осуществление модуляции в широком диапазоне частот несущего колебания, повышение линейности огибающей. Для достижения результата входной сигнал с векторной модуляцией представляют в виде синфазной и квадратурной составляющих сигнала, формируют два фазомодулированных сигнала с постоянной огибающей, осуществляют их нелинейное усиление, объединение и формирование квадратурной обратной связи, при этом задают индекс модуляции фазомодулированных составляющих, формируют управляющие сигналы в результате объединения синфазной и квадратурной составляющих входного сигнала с фазированными сигналами квадратурной обратной связи, формируют функциональные составляющие, являющиеся результатом аппроксимаций функций косинуса и синуса ограниченным количеством членов разложений рядов Тейлора, осуществляют фазовый сдвиг на π/2 между сформированными фазомодулированными сигналами. Устройство содержит схему генерирования сигналов, нелинейные усилители мощности, линейный сумматор, направленный ответвитель, балансные модуляторы, источник высокочастотного сигнала, фазовращатель на π/2, дополнительно введенные формирователь функциональных составляющих и формирователь векторных сигналов, аттенюатор, фазовращатель на π/2, линейный сумматор и линейный вычитатель. 2 н.п. ф-лы, 21 ил.

Description

Изобретение относится к радиотехнике, а именно к области формирования и передачи радиосигналов и может быть использовано для линейного усиления радиосигналов с векторной модуляцией в нелинейных усилителях мощности в условиях необходимости выполнения требований по электромагнитной совместимости радиоэлектронных средств.
Для заявляемого способа известен аналог способ линеаризации усилителя мощности с векторной обратной связью US 5,105,168 A, номер публикации - US 5105168 A; номер заявки - 07/751,458; дата публикации - 14.04.1992; заявлен-28.08.1991, заключающийся в формировании 2-х фазомодулированных сигналов с постоянной огибающей с помощью генераторов управляемых напряжением (ГУН), используемых в качестве фазовых модуляторов, их нелинейном усилении, объединении и формировании сигнала полярной обратной связи. Детекторы фазы и амплитуды генерируют разность фаз и амплитуд в качестве сигналов ошибки, которые являются функциями абсолютных фазовых и амплитудных ошибок между входом опорного и выходного сигнала. Полученные сигналы ошибки суммируются и вычитаются, образуя управляющие сигналы ГУНов. Недостатки: невозможность осуществлять модуляцию в широком диапазоне частот, недостаточная линейность огибающей.
Возможность дисбаланса ГУН, вследствие наличия управляемых реактивных элементов (варикапов) и частотно-избирательных цепей в тракте управления ГУН, что не позволяет с их помощью, осуществлять фазовую модуляцию без перестройки схемы в широком диапазоне частот несущего колебания, рассинхронизация работы ГУН приводит к недостаточной линейности огибающей и увеличению ширины спектра выходного сигнала.
Для заявляемого способа известен наиболее близкий аналог способ линеаризации усилителя мощности с применением комбинированной аналоговой обратной связи US 5,939,951 A (номер публикации - US 5939951 A; номер заявки - 08/976,950; дата публикации - 17.08.1999; заявлен - 24.10.1997), заключающийся в формировании 2-х фазомодулированных сигналов с постоянной огибающей с помощью ГУН, используемых в качестве фазовых модуляторов, их нелинейном усилении, объединении и формировании квадратурной обратной связи. Сигналы управления для ГУН формируются схемой генерации каналов с учетом квадратурных составляющих входного сигнала и сигнала ошибки, поступающего из петли квадратурной обратной связи. Способ реализуется за счет представления сигнала с векторной модуляцией в виде суммы двух векторов с постоянной огибающей:
s1 = I1{s1} + jQ1{s1},
s2 = I2{s2} + jQ2{s2},
s = I{s} + jQ{s} = s1 + s2.
Тогда синфазная и квадратурная составляющие выходного сигнала:
I=I1{s1}+I2{s2},
Q=Q1{s1}+Q2{s2}.
Управляющие сигналы для ГУН имеют вид:
Figure 00000001
,
Figure 00000002
,
где
Figure 00000003
и
Figure 00000004
- синфазные и квадратурные сигналы ошибки, коэффициент чувствительности
Figure 00000005
, g - коэффициент усиления, Амах - амплитуда сигналов с постоянной огибающей, А(t) - амплитуда выходного сигнала.
Недостатки: невозможность осуществлять модуляцию в широком диапазоне частот, недостаточная линейность огибающей.
Возможность дисбаланса ГУН, вследствие наличия управляемых реактивных элементов (варикапов) и частотно-избирательных цепей в тракте управления ГУН, что не позволяет с их помощью, осуществлять фазовую модуляцию без перестройки схемы в широком диапазоне частот несущего колебания, рассинхронизация работы ГУН приводит к недостаточной линейности огибающей и увеличению ширины спектра выходного сигнала.
Технический результат для заявляемого способа: осуществление модуляции в широком диапазоне частот, повышение линейности.
Технический результат в заявляемом способа достигаются за счет того, что входной сигнал с векторной модуляцией представляют в виде синфазной и квадратурной составляющих сигнала, формируют два фазомодулированных сигнала с постоянной огибающей, осуществляют их нелинейное усиление, объединение и формирование квадратурной обратной связи, задают индекс модуляции фазомодулированных составляющих обеспечивающий спектральную эффективность, формируют управляющие сигналы в результате объединения синфазной и квадратурной составляющих входного сигнала с фазированными сигналами квадратурной обратной связи, формируют функциональные составляющие, являющиеся результатом аппроксимаций функций косинуса и синуса ограниченным количеством членов разложений рядов Тейлора, осуществляют соответствующие квадратурные перемножения низкочастотных и высокочастотных составляющих с последующим линейным суммированием результатов перемножения в линейных сумматорах, в результате чего получают фазомодулированные сигналы с постоянной огибающей и осуществляют фазовый сдвиг на π/2 между сформированными сигналами.
В отличие от аналогов, заявляемы способ имеет новые отличительные признаки:
- ГУНы, используемые в качестве фазовых модуляторов, заменяют формирователем функциональных составляющих ФФС и формирователем векторных сигналов ФВС;
- генерируют управляющие синфазный и квадратурный сигналы с амплитудой не более π/4 с учетом квадратурных составляющих входного сигнала и сигналов ошибки, являющиеся входными сигналами для ФФС, что позволяет в дальнейшем сформировать фазомодулированные сигналы с индексом модуляции пропорциональным амплитуде входных сигналов, обеспечить спектральную эффективность выходного сигнала и ограничиться тремя членами разложения ряда Тейлора при построении ФФС;
- модулирующие сигналы формируют в низкочастотной области, транспонируют в область несущих частот с помощью этапов квадратурных перемножений и алгебраических суммирований, фазомодулированные составляющие формируются без использования управляемых реактивных элементов и частотно-избирательных цепей;
- осуществляют сдвиг на π/2 с помощью фазовращателя между сформированными сигналами фазовой модуляции для разделения синфазной и квадратурной составляющих выходного сигнала;
- осуществляют перекрестное сложение и вычитание синфазной и квадратурной демодулированных составляющих для формирования сигналов фазированной квадратурой обратной связи.
Совокупность существенных признаков заявляемого способа обеспечивает достижение технического результата.
Из уровня техники не выявлены технические решения, содержащие признаки, совпадающие с отличительными признаками заявляемого способа, поэтому заявляемый способ отвечает критерию изобретательского уровня.
Наличие отличительных от прототипа существенных признаков позволяет признать заявляемое техническое решение новым.
Возможность осуществления заявляемого способа в промышленности позволяет признать его соответствующим критерию промышленной применимости.
Заявляемый способ поясняются алгоритмом и диаграммами:
- на фиг. 1 иллюстрируется алгоритм способа преобразования структуры спектрально-эффективных радиосигналов для усиления в нелинейных усилителях мощности;
- на фиг. 2 приведены временные диаграммы сигналов на этапах моделирования способа преобразования структуры спектрально-эффективных радиосигналов для усиления в нелинейных усилителях мощности;
- на фиг. 3 приведены спектральные диаграммы на этапах моделирования способа преобразования структуры спектрально-эффективных радиосигналов для усиления в нелинейных усилителях мощности;
- на фиг. 4 приведена векторная диаграмма сложения сигналов.
На фиг. 2 а - к приведены временные формы сигналов на этапах моделирования данного способа: рис. 2 а, соответствует 1-му этапу способа (на рис. 2 а представлен входной сигнал с амплитудно-фазовой модуляцией S(t) и сигнал S’(t) полученные в результате установки индекса фазовой модуляции π/6; рис. 2 б, соответствует 2-му этапу способа (на рис. 2 б представлены квадратурные составляющие входного сигнала i(t) и q(t)); рис. 2 в, соответствует 3-му этапу способа (на рис. 2 в1 представлены функциональные составляющие синфазного сигнала
Figure 00000006
,
Figure 00000007
и синфазная составляющая входного сигнала i(t), на рис. 2 в2 функциональные составляющие квадратурного сигнала
Figure 00000008
,
Figure 00000009
) и квадратурная составляющая входного сигнала q(t),; рис. 2 г, соответствует 4-му этапу способа (на рис. 2 г представлены высокочастотные квадратурные составляющие S1(t) и S2(t)); рис. 2 д, соответствует 5-му этапу способа (на рис. 2 д1 представлены результирующие сигналы умножения функциональных составляющих и высокочастотной составляющей
Figure 00000010
и
Figure 00000011
, на рис. 2 д2 результирующие сигналы умножения функциональных составляющих и высокочастотной составляющей
Figure 00000012
и
Figure 00000013
); рис. 2 e, соответствует 6-му и 7-му этапу способа (на рис. 2 e представлены сигналы фазовой модуляции с постоянной огибающей
Figure 00000014
и
Figure 00000015
); рис. 2 ё, соответствует 8-му этапу способа (на рис. 2 ё представлены сигналы фазовой модуляции с постоянной огибающей
Figure 00000016
и
Figure 00000017
полученные в результате линейного усиления в нелинейных усилителях мощности); рис. 2 ж, соответствует 9-му этапу способа (на рис.2 ж представлен выходной сигнал
Figure 00000018
; рис. 2 з, соответствует 10-му этапу способа (на рис. 2 з представлены квадратурные сигналы обратной связи
Figure 00000019
и
Figure 00000020
; рис. 2 и, соответствует 11-му этапу способа (на рис. 2 и представлены суммарно-разностные квадратурные сигналы обратной связи
Figure 00000021
и
Figure 00000022
; рис. 2 к, соответствует 12-му этапу способа (на рис. 2 к представлены квадратурные составляющие входного сигнала i(t), q(t) и управляющие сигналы
Figure 00000023
,
Figure 00000024
.
На фиг. 3 а - д приведены спектры на выходах этапов моделирования способа: рис. 3 а - б соответствуют 3-му этапу способа (на рис. 3 а представлены спектры функциональных составляющих синфазного сигнала
Figure 00000006
и
Figure 00000007
, на рис. 3 б спектры функциональных составляющих квадратурного сигнала
Figure 00000008
и
Figure 00000009
); рис. 3 в соответствуют 6-му и 8-му этапу способа (на рис. 3 в представлены спектры сигналов фазовой модуляции с постоянной огибающей
Figure 00000014
,
Figure 00000015
, обозначенные синим цветом и сигналы
Figure 00000016
,
Figure 00000017
полученные в результате линейного усиления в нелинейных усилителях мощности, обозначенные красным цветом); рис. 3 г, соответствует 9-му этапу способа (на рис.3 г представлен выходной сигнал
Figure 00000018
, обозначенный синим цветом и выходной сигнал прототипа
Figure 00000025
, обозначенный красным цветом).
На фиг. 1 цифрами от 1 до 12 обозначены этапы реализации заявленного способа.
На 1-м этапе для поддержания требуемых значений спектральной эффективности выходного сигнала, входной сигнал с векторной модуляцией линейно ослабляется для установки индекса модуляции фазомодулированных составляющих.
На 2-м этапе сигнал преобразуется в синфазную i(t) и квадратурную q(t) составляющие модулированного колебания:
Figure 00000026
, (1)
Figure 00000027
, (2)
Figure 00000028
. (3)
где E(t), ϕ(t), ω - соответственно огибающая, фаза и несущая частота модулированного сигнала, k - регулировочный коэффициент уровня входного сигнала.
Так как в дальнейшем уровнь входного сигнала будет определять индекс фазовой модуляции
Figure 00000029
квадратурных составляющих выходного сигнала зададимся значениями i(t) и q(t) не более π/4, что позволяет сформировать спектрально-эффективный выходной сигнал, а также позволит ограничиться 3 членами разложения ряда Тейлора при построении формирователя составляющих.
На 3-м этапе квадратурные составляющие поступают на вход формирователя составляющих на выходе которых будут сформированы сигналы, описываемые выражениями (5-8):
Figure 00000030
, (4)
Figure 00000031
, (5)
Figure 00000032
, (6)
Figure 00000033
. (7)
На 4-м этапе ИВС, ФВ2 и ФВ4 формируют высокочастотные квадратурные составляющие, описываемые выражениями (9) и (10):
Figure 00000034
, (8)
Figure 00000035
. (9)
На 5-м этапе перемножаются синусные составляющие модулирующего сигнала (5) и (7) с синусоидальной несущей (9), а также косинусные составляющие (4) и (6) с косинусоидальной несущей (8) в БМ3, БМ4, БМ5, БМ6, а на 6-м этапе складываются в ЛС2, ЛС3:
Figure 00000036
Figure 00000037
, (10)
Figure 00000038
Figure 00000039
, (11)
где A=US - постоянная амплитуда,
Figure 00000040
индекс фазовой модуляции, которые определяются мгновенными значениями амплитуды входного сигнала.
На 7-м этапе ФВ3 осуществляет сдвиг на π /2:
Figure 00000041
. (12)
На 8-м этапе сигналы фазовой модуляции поступают в УМ1 и УМ2. Модель нелинейного усилителя без памяти может быть записана как:
Figure 00000042
, (13)
где f[A(t)] - нелинейное усиление AM/AM, а g[A(t)] - преобразование AM/PM. Таким образом, постоянное значение амплитуды сигналов
Figure 00000043
и
Figure 00000044
, позволяет осуществить их линейное усиление в нелинейных усилителях мощности.
Figure 00000045
(14)
Figure 00000046
(15)
На 9-м этапе будет получен результирующий сигнал
Figure 00000047
после сложения усиленных сигналов фазовой модуляции
Figure 00000048
и
Figure 00000049
в ЛС1.
Figure 00000050
Обозначим
Figure 00000051
и
Figure 00000052
Figure 00000053
Figure 00000054
. (16)
Модулированный сигнал
Figure 00000047
может быть выражен графически, как показано на фиг. 4. Вектор с амплитудой Aout(t) и углом
Figure 00000055
является суммой двух ортогональных векторов
Figure 00000056
и
Figure 00000057
, в показательной форме можно записать:
Figure 00000058
(17)
Figure 00000059
(18)
Figure 00000060
(19)
Figure 00000061
(20)
Из (16) и фиг. 4. видно, что
Figure 00000062
и
Figure 00000063
связаны с амплитудой и фазой выходного сигнала, как
Figure 00000064
, (21)
Figure 00000065
. (22)
НО осуществляет отвод части полезной мощности выходного сигнала, после чего на 10-м этапе БМ1 и БМ2 выделяют синфазную и квадратурную составляющие сигнала обратной связи:
Figure 00000066
, (23)
Figure 00000067
, (24)
Figure 00000068
Figure 00000069
, (25)
Figure 00000070
Figure 00000071
. (26)
Обозначим исходную синфазную компоненту входного сигнала
Figure 00000072
(t), выходной сигнал с учетом задержи в тракте обратной связи -
Figure 00000073
, коэффициент усиления усилителей
Figure 00000074
и
Figure 00000075
, а преобразование выходного сигнала в тракте обратной связи с понижением частоты можно рассматривать, как линейное затухание с коэффициентом передачи - 1/
Figure 00000076
.
Figure 00000077
, (27)
Figure 00000078
. (28)
В связи с тем, что выходной сигнал
Figure 00000079
имеет сложную структуру, сформированную в результате оптимизации структуры сигнала с векторной модуляцией, квадратурные компоненты обратной связи iout(t) и qout(t) отличны от входных составляющим io(t) и qo(t). При рассмотрении (16) очевидна взаимосвязь Δi(t) и Δq(t) поэтому для восстановления формы сигналов обратной связи на 11-м этапе осуществим перекрестное сложение и вычитание iout(t) и qout(t) в ЛС4 и ЛВ1, тогда на 12-м этапе в результате объединения исходных синфазной и квадратурной составляющих и сигналов обратной связи в СГС уравляющие сигналы примут вид:
Figure 00000080
, (29)
Figure 00000081
. (30)
В связи с этим, предлагается способ преобразования структуры спектрально-эффективных радиосигналов для усиления в нелинейных усилителях мощности (фиг.1), сущность которого заключается в представлении входного сигнала с векторной модуляцией в виде синфазной и квадратурной составляющих сигнала, формировании двух фазомодулированных сигналов с постоянной огибающей, осуществлении их нелинейного усиления, объединении и формировании квадратурной обратной связи, установке индекса модуляции фазомодулированных составляющих обеспечивающего спектральную эффективность, формировании управляющих сигналов в результате объединения синфазной и квадратурной составляющих входного сигнала с фазированными сигналами квадратурной обратной связи, формировании функциональных составляющих, являющихся результатом аппроксимаций функций косинуса и синуса ограниченным количеством членов разложений рядов Тейлора, осуществлении соответствующих квадратурных перемножений низкочастотных и высокочастотных составляющих с последующим линейным суммированием результатов перемножения в линейных сумматорах, в результате чего получают фазомодулированные сигналы с постоянной огибающей, осуществлении фазового сдвига на π/2 между сформированными сигналами.
Использование заявляемого способа позволит осуществлять модуляцию в широком диапазоне частот несущего колебания, повысить линейность огибающей.
Для заявляемого устройства известен аналог устройство в патенте US 5,105,168A (номер публикации - US 5105168 A; номер заявки - 07/751,458; дата публикации - 14.04.1992; заявлен - 28.08.1991), содержащее амплитудный АД и фазовый детектор ФД, первые входы которых являются входами устройства, выход АД соединен с первым входом линейного сумматора ЛС1 и инвертирующим входом линейного вычитателя ЛВ1, а выход ФД соединен со вторым входом линейного сумматора ЛС1 и входом линейного вычитателя ЛВ1. Выход ЛС1 последовательно соединен с фильтром нижних частот ФНЧ1, генератором управляемым напряжением ГУН1, нелинейным усилителем мощности УМ1 и первым входом линейного сумматора ЛС1, а выход ЛВ1 последовательно соединен с фильтром нижних частот ФНЧ2, генератором управляемым напряжением ГУН2, нелинейным усилителем мощности УМ2 и вторым входом линейного сумматора ЛС1, выход которого соединен с входом направленного ответвителя сигнала НО. Основной выход НО является выходом устройства, а вторичный выход НО соединен с аттенюатором АТ, выход которого соединен со вторыми входами АД и ФД.
Недостатки: невозможность осуществлять модуляцию в широком диапазоне частот, недостаточная линейность огибающей.
Возможность дисбаланса ГУН, вследствие наличия управляемых реактивных элементов (варикапов) и частотно-избирательных цепей в тракте управления ГУН, что не позволяет с их помощью, осуществлять фазовую модуляцию без перестройки схемы в широком диапазоне частот несущего колебания, рассинхронизация работы ГУН приводит к недостаточной линейности огибающей и увеличению ширины спектра выходного сигнала.
Наиболее близким аналогом (прототип) по своей технической сущности к заявленному устройству является устройство в патенте US 5,939,951 A (номер публикации - US 5939951 A; номер заявки - 08/976,950; дата публикации - 17.08.1999; заявлен - 24.10.1997)), содержащее схему генерирования сигналов СГС, вход которой является входом устройства, первый выход последовательно соединен с генератором управляемым напряжением ГУН1, а второй выход последовательно соединен с генератором управляемым напряжением ГУН2, выходы которых последовательно соединены с входами нелинейных усилителей мощности УМ1 и УМ2; выходы УМ1 и УМ2 соединены с первым и вторым входом линейного сумматора ЛС, выход которого соединен с входом направленного ответвителя сигнала НО; основной выход НО является выходом устройства, а вторичный выход НО соединен с первыми входами балансных модуляторов БМ1 и БМ2, при этом выход источника высокочастотного сигнала ИВС соединен со вторым входом БМ1 и входом фазовращатель на π/2 ФВ1, выход которого соединен со вторым входом БМ2; выходы БМ1 и БМ2 соответственно соединены с вторым и третьим входами СГС. (фиг. 5)
Характерным для устройства-прототипа является то, что в нем сигналы управления для ГУНов формируются СГС с учетом квадратурных составляющих входного сигнала и сигнала ошибки, поступающего из петли квадратурной обратной связи.
Недостатки: невозможность осуществлять модуляцию в широком диапазоне частот, недостаточная линейность огибающей, увеличение ширины спектра выходного сигнала.
Возможность дисбаланса ГУН, вследствие наличия управляемых реактивных элементов (варикапов) и частотно-избирательных цепей в тракте управления ГУН, что не позволяет с их помощью, осуществлять фазовую модуляцию без перестройки схемы в широком диапазоне частот несущего колебания, рассинхронизация работы ГУН приводит к недостаточной линейности огибающей и увеличению ширины спектра выходного сигнала.
Для устранения негативного влияния вносимого ГУН произведем их замену формирователем функциональных составляющих и формирователем векторных сигналов, а также введем дополнительные элементы.
Технический результат заявляемого устройства: осуществление модуляции в широком диапазоне частот, повышение линейности.
Технический результат для заявляемого устройства достигается за счет того, что устройство содержит схему генерирования сигналов СГС, нелинейные усилители мощности УМ1 и УМ2, выходы УМ1 и УМ2 соединены с первым и вторым входом линейного сумматора ЛС1, выход которого соединен с входом направленного ответвителя сигнала НО, основной выход НО является выходом устройства, а вторичный выход НО соединен с первыми входами балансных модуляторов БМ1 и БМ2, при этом выход источника высокочастотного сигнала ИВС соединен со вторым входом БМ1 и входом фазовращатель на π/2 ФВ1, выход которого соединен со вторым входом БМ2, выходы БМ1 и БМ2 соответственно соединены с вторым и третьим входами СГС, дополнительно введены формирователь функциональных составляющих ФФС и формирователь векторных сигналов ФВС, в состав которого входят источник высокочастотного сигнала ИВС, третий, четвертый, пятый и шестой балансные модуляторы БМ3, БМ4, БМ5 и БМ6, второй и третий линейные сумматоры ЛС2 и ЛС3, второй и четвертый фазовращатели на π/2 ФВ2 и ФВ4, при этом выходы СГС последовательно соединены с входами ФФС, первый, второй, третий и четвертый выходы ФСС соединены с первыми входами, соответственно БМ3, БМ4, БМ5 и БМ6, выход ИВС соединен со вторыми входами БМ4, БМ5 и входами ФВ2, ФВ4, выход ФВ2 соединен со вторым входом БМ3, а выход ФВ4 соединен со вторым входом БМ6, выходы БМ3 и БМ4 соединены с первым и вторым входом ЛС2, а выходы БМ5 и БМ6 соединены с первым и вторым входом ЛС3, дополнительно введен аттенюатор АТ, вход которого является входом устройства, а выход соединен с входом СГС, введен фазовращатель на π/2 ФВ3, вход которого соединен с выходом ЛС2, а выход соединен с входом УМ1, введен линейный сумматор ЛС4 первый вход которого соединен с выходом БМ1, второй с выходом БМ2, а выход соединен со вторым входом СГС, введен линейный вычитатель ЛВ1 первый вход которого соединен с выходом БМ2, второй с выходом БМ1, а выход соединен с третьим входом СГС.
Из уровня техники не выявлены технические решения, содержащие признаки, совпадающие с отличительными признаками заявляемого устройства, поэтому заявляемое устройство, отвечает критерию изобретательского уровня.
Наличие отличительных от прототипа существенных признаков позволяет признать заявляемое техническое решение новым.
Возможность осуществления заявляемого устройства в промышленности позволяет признать его соответствующим критерию промышленной применимости.
Заявляемое устройство поясняется структурной схемой:
- на фиг. 6 приведена структурная схема устройства, реализующего заявленный способ.
Сущность устройства заключается в следующем.
Устройство содержит схему генерирования сигналов, первый и второй нелинейные усилители мощности, их выходы соединены с первым и вторым входом линейного сумматора, выход которого соединен с входом направленного ответвителя сигнала, его основной выход является выходом устройства, а вторичный выход соединен с первыми входами балансных модуляторов, при этом выход источника высокочастотного сигнала соединен со вторым входом первого балансного модулятора и входом фазовращателя на π/2, выход которого соединен со вторым входом второго балансного модулятора, выходы балансных модуляторов соответственно соединены со вторым и третьим входами схемы генерирования сигналов, отличающееся тем, что дополнительно введены, формирователь функциональных составляющих и формирователь векторных сигналов, в состав которого входят: источник высокочастотного сигнала, третий, четвертый, пятый и шестой балансные модуляторы, второй и третий линейные сумматоры, второй и четвертый фазовращатели на π/2, при этом выходы схемы генерирования сигналов последовательно соединены с входами формирователя функциональных составляющих, а его первый, второй, третий и четвертый выходы соединены с первыми входами, соответственно, третьего, четвертого, пятого и шестого балансных модуляторов, выход источника высокочастотного сигнала соединен со вторыми входами четвертого, пятого балансных модуляторов и входами второго, четвертого фазовращателя на π /2, выход второго фазовращателя на π/2 соединен со вторым входом третьего балансного модулятора, а выход четвертого фазовращателя на π/2 соединен со вторым входом шестого балансного модулятора, выходы третьего и четвертого балансных модуляторов соединены с первым и вторым входом второго линейного сумматора, а выходы пятого и шестого балансных модуляторов соединены с первым и вторым входом третьего линейного сумматора, причем дополнительно введены аттенюатор, вход которого является входом устройства, а выход соединен с входом схемы генерирования сигналов, третий фазовращатель на π/2, вход которого соединен с выходом второго линейного сумматора, а выход соединен с входом первого усилителя мощности, четвертый линейный сумматор первый вход которого соединен с выходом первого балансного модулятора, второй с выходом второго балансного модулятора, а выход соединен со вторым входом схемы генерирования сигналов, линейный вычитатель первый вход которого соединен с выходом второго балансного модулятора, второй с выходом первого балансного модулятора, а выход соединен с третьим входом схемы генерирования сигналов.
Использование заявляемого устройства позволит осуществлять модуляцию в широком диапазоне частот несущего колебания, повысить линейность огибающей.

Claims (2)

1. Способ преобразования структуры спектрально-эффективных радиосигналов для усиления в нелинейных усилителях мощности, отличающийся тем, что входной сигнал с векторной модуляцией представляют в виде синфазной и квадратурной составляющих сигнала, формируют два фазомодулированных сигнала с постоянной огибающей, осуществляют их нелинейное усиление, объединение и формирование квадратурной обратной связи, задают индекс модуляции фазомодулированных составляющих, обеспечивающий спектральную эффективность, формируют управляющие сигналы в результате объединения синфазной и квадратурной составляющих входного сигнала с фазированными сигналами квадратурной обратной связи, формируют функциональные составляющие, являющиеся результатом аппроксимаций функций косинуса и синуса ограниченным количеством членов разложений рядов Тейлора, осуществляют соответствующие квадратурные перемножения низкочастотных и высокочастотных составляющих с последующим линейным суммированием результатов перемножения в линейных сумматорах, в результате чего получают фазомодулированные сигналы с постоянной огибающей и осуществляют фазовый сдвиг на π/2 между сформированными сигналами.
2. Устройство, реализующее способ по п. 1, отличающееся тем, что содержит схему генерирования сигналов, первый и второй нелинейные усилители мощности, их выходы соединены с первым и вторым входом линейного сумматора, выход которого соединен с входом направленного ответвителя сигнала, его основной выход является выходом устройства, а вторичный выход соединен с первыми входами балансных модуляторов, при этом выход источника высокочастотного сигнала соединен со вторым входом первого балансного модулятора и входом фазовращателя на π/2, выход которого соединен со вторым входом второго балансного модулятора, выходы балансных модуляторов соответственно соединены со вторым и третьим входами схемы генерирования сигналов, причем дополнительно введены, формирователь функциональных составляющих и формирователь векторных сигналов, в состав которого входят: источник высокочастотного сигнала, третий, четвертый, пятый и шестой балансные модуляторы, второй и третий линейные сумматоры, второй и четвертый фазовращатели на π/2, при этом выходы схемы генерирования сигналов последовательно соединены с входами формирователя функциональных составляющих, а его первый, второй, третий и четвертый выходы соединены с первыми входами, соответственно, третьего, четвертого, пятого и шестого балансных модуляторов, выход источника высокочастотного сигнала соединен со вторыми входами четвертого, пятого балансных модуляторов и входами второго, четвертого фазовращателя на π/2, выход второго фазовращателя на π/2 соединен со вторым входом третьего балансного модулятора, а выход четвертого фазовращателя на π/2 соединен со вторым входом шестого балансного модулятора, выходы третьего и четвертого балансных модуляторов соединены с первым и вторым входом второго линейного сумматора, а выходы пятого и шестого балансных модуляторов соединены с первым и вторым входом третьего линейного сумматора, причем дополнительно введены аттенюатор, вход которого является входом устройства, а выход соединен с входом схемы генерирования сигналов, третий фазовращатель на π/2, вход которого соединен с выходом второго линейного сумматора, а выход соединен с входом первого усилителя мощности, четвертый линейный сумматор первый вход которого соединен с выходом первого балансного модулятора, второй с выходом второго балансного модулятора, а выход соединен со вторым входом схемы генерирования сигналов, линейный вычитатель, первый вход которого соединен с выходом второго балансного модулятора, второй с выходом первого балансного модулятора, а выход соединен с третьим входом  схемы генерирования сигналов.
RU2020142008A 2020-12-18 2020-12-18 Способ и устройство преобразования структуры спектрально-эффективных радиосигналов для усиления в нелинейных усилителях мощности RU2752228C1 (ru)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2020142008A RU2752228C1 (ru) 2020-12-18 2020-12-18 Способ и устройство преобразования структуры спектрально-эффективных радиосигналов для усиления в нелинейных усилителях мощности

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2020142008A RU2752228C1 (ru) 2020-12-18 2020-12-18 Способ и устройство преобразования структуры спектрально-эффективных радиосигналов для усиления в нелинейных усилителях мощности

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU2752228C1 true RU2752228C1 (ru) 2021-07-23

Family

ID=76989580

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2020142008A RU2752228C1 (ru) 2020-12-18 2020-12-18 Способ и устройство преобразования структуры спектрально-эффективных радиосигналов для усиления в нелинейных усилителях мощности

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2752228C1 (ru)

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5381106A (en) * 1992-10-28 1995-01-10 Samsung Electronics Co., Ltd. Clipper circuitry suitable for signals with fractional-volt amplitudes
US5939951A (en) * 1995-05-25 1999-08-17 Btg International Limited Methods and apparatus for modulating, demodulating and amplifying
RU2178946C2 (ru) * 2000-03-07 2002-01-27 Новосибирский государственный технический университет Корректор нелинейных искажений
RU148191U1 (ru) * 2014-07-14 2014-11-27 Федеральное Государственное Унитарное Предприятие Ордена Трудового Красного Знамени Научно-Исследовательский Институт Радио (Фгуп Ниир) Устройство линейного усиления сигнала с амплитудной и фазовой модуляцией с использованием нелинейного усилителя
RU2541842C1 (ru) * 2013-10-08 2015-02-20 Федеральное Государственное Унитарное Предприятие Ордена Трудового Красного Знамени Научно-Исследовательский Институт Радио (Фгуп Ниир) Устройство линейного усиления сигнала с амплитудной и фазовой модуляцией с использованием нелинейных усилителей
RU2541843C1 (ru) * 2013-10-08 2015-02-20 Федеральное Государственное Унитарное Предприятие Ордена Трудового Красного Знамени Научно-Исследовательский Институт Радио (Фгуп Ниир) Устройство линейного усиления сигнала с амплитудной и фазовой модуляцией с использованием нелинейных усилителей
RU2615331C2 (ru) * 2011-12-20 2017-04-04 Телефонактиеболагет Лм Эрикссон (Пабл) Селективный усилитель мощности

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5381106A (en) * 1992-10-28 1995-01-10 Samsung Electronics Co., Ltd. Clipper circuitry suitable for signals with fractional-volt amplitudes
US5939951A (en) * 1995-05-25 1999-08-17 Btg International Limited Methods and apparatus for modulating, demodulating and amplifying
RU2178946C2 (ru) * 2000-03-07 2002-01-27 Новосибирский государственный технический университет Корректор нелинейных искажений
RU2615331C2 (ru) * 2011-12-20 2017-04-04 Телефонактиеболагет Лм Эрикссон (Пабл) Селективный усилитель мощности
RU2541842C1 (ru) * 2013-10-08 2015-02-20 Федеральное Государственное Унитарное Предприятие Ордена Трудового Красного Знамени Научно-Исследовательский Институт Радио (Фгуп Ниир) Устройство линейного усиления сигнала с амплитудной и фазовой модуляцией с использованием нелинейных усилителей
RU2541843C1 (ru) * 2013-10-08 2015-02-20 Федеральное Государственное Унитарное Предприятие Ордена Трудового Красного Знамени Научно-Исследовательский Институт Радио (Фгуп Ниир) Устройство линейного усиления сигнала с амплитудной и фазовой модуляцией с использованием нелинейных усилителей
RU148191U1 (ru) * 2014-07-14 2014-11-27 Федеральное Государственное Унитарное Предприятие Ордена Трудового Красного Знамени Научно-Исследовательский Институт Радио (Фгуп Ниир) Устройство линейного усиления сигнала с амплитудной и фазовой модуляцией с использованием нелинейного усилителя

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Shi et al. A 200-MHz IF BiCMOS signal component separator for linear LINC transmitters
US5105168A (en) Vector locked loop
US20050123066A1 (en) Adaptive pre-distortion method and apparatus for digital rf transmitters
Shi et al. A voltage-translinear based CMOS signal component separator chip for linear LINC transmitters
US20170126261A1 (en) Analog rf pre-distorter and non-linear splitter
WO2012023624A1 (ja) 包絡線追跡型電源を用いたシレー電力増幅方法および送信機
US8275817B2 (en) Broadband low noise complex frequency multipliers
EP1469593B1 (en) A distortion compensation circuit and a transmission apparatus
TW201724816A (zh) 具牽引效應補償機制的發射器
RU2752228C1 (ru) Способ и устройство преобразования структуры спектрально-эффективных радиосигналов для усиления в нелинейных усилителях мощности
JP4935897B2 (ja) 歪補償装置及びその遅延時間推定方法
JP4638268B2 (ja) 歪み補償装置及び無線通信装置
JPH10336151A (ja) Ｃｄｍａ通信方法およびｃｄｍａ通信装置
CN114374399B (zh) 高精度iq失衡矫正系统
Pechnikov et al. Optimization of the structure of spectral-effective radio signals on the basis of functional converters and vector modulators in the composition of the predistortion tract
JP2013051456A5 (ru)
JP2012175188A (ja) 増幅回路、送信機及び増幅回路制御方法
Gumber et al. Digitally assisted analog predistortion technique for power amplifier
Tripathi et al. High-Frequency Signal Generator using Cascaded Frequency Multiplier
JP2001268144A (ja) 非線形歪み補償回路および非線形歪み補償方法
JP2008172352A (ja) 高周波増幅回路
Nefedov et al. Optimization of Characteristics in Nonlinear Systems
RU2329597C1 (ru) Устройство передачи однополосного сигнала
Yuzer et al. Behavioral modeling of asymmetric intermodulation distortion of nonlinear amplifier
JP2023086010A (ja) 送信機、信号生成器、及び信号生成方法