JPH10336151A - Ｃｄｍａ通信方法およびｃｄｍａ通信装置 - Google Patents
Ｃｄｍａ通信方法およびｃｄｍａ通信装置Info
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- JPH10336151A JPH10336151A JP14563997A JP14563997A JPH10336151A JP H10336151 A JPH10336151 A JP H10336151A JP 14563997 A JP14563997 A JP 14563997A JP 14563997 A JP14563997 A JP 14563997A JP H10336151 A JPH10336151 A JP H10336151A
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＣＤＭＡ通信装置は、多重時にピーク電力が
大きくなり、電力増幅器の効率が低下し、特に電池駆動
の機器では使用時間が短くなる。また、飽和電力を高め
るために大きな電力増幅回路が必要で、高価で、小型化
にも不利であるという課題があった。 【解決手段】 チャネル数ｎの送信データをチャネル毎
にそれぞれ異なる拡散符号により拡散変調し、この拡散
変調出力信号のＩ・Ｑ座標上位置を９０°／ｎずつ回転
させた後、その拡散変調出力信号を加算するように構成
したものである。
大きくなり、電力増幅器の効率が低下し、特に電池駆動
の機器では使用時間が短くなる。また、飽和電力を高め
るために大きな電力増幅回路が必要で、高価で、小型化
にも不利であるという課題があった。 【解決手段】 チャネル数ｎの送信データをチャネル毎
にそれぞれ異なる拡散符号により拡散変調し、この拡散
変調出力信号のＩ・Ｑ座標上位置を９０°／ｎずつ回転
させた後、その拡散変調出力信号を加算するように構成
したものである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、チャネル数ｎの
送信データをチャネル毎に異なる拡散符号により変調
し、この拡散変調出力信号をＩ成分とＱ成分毎に加算
し、この加算出力信号を直交変調後、電力増幅して送信
するＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ ＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｉｐ
ｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：符号分割多元接続）通信方法およ
びＣＤＭＡ通信装置に関するものである。
送信データをチャネル毎に異なる拡散符号により変調
し、この拡散変調出力信号をＩ成分とＱ成分毎に加算
し、この加算出力信号を直交変調後、電力増幅して送信
するＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ ＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｉｐ
ｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：符号分割多元接続）通信方法およ
びＣＤＭＡ通信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図１４は、例えば特開平７−３１２７８
３号公報に示された従来のＣＤＭＡ通信装置の送信系の
構成を示すブロック図である。図において、１０１−１
〜１０１−ｎは情報チャネルｃｈ１〜ｃｈｎに対応した
フレーム生成回路、１０２−１〜１０２−ｎは情報チャ
ネルｃｈ１〜ｃｈｎに対応した１次変調回路、１０３−
１〜１０３−ｎは情報チャネルｃｈ１〜ｃｈｎに対応し
た拡散変調回路、１０４−１〜１０４−ｎは情報チャネ
ルｃｈ１〜ｃｈｎに対応した拡散符号系列、１０５−
Ｉ，１０５−Ｑは直交変調のＩｃｈ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ
ｃｈ），Ｑｃｈ（Ｑｕａｄａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ
ｃｈ）に対応した加算回路、１０６−Ｉ，１０６−Ｑは
Ｉｃｈ，Ｑｃｈに対応したＤ／Ａコンバータ、１０７−
Ｉ，１０７−ＱはＩｃｈ，Ｑｃｈに対応したスムージン
グのための低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、１０８は直交
変調回路、１０９は搬送波発振器、１１０は電力増幅
器、１１１は送信アンテナである。
３号公報に示された従来のＣＤＭＡ通信装置の送信系の
構成を示すブロック図である。図において、１０１−１
〜１０１−ｎは情報チャネルｃｈ１〜ｃｈｎに対応した
フレーム生成回路、１０２−１〜１０２−ｎは情報チャ
ネルｃｈ１〜ｃｈｎに対応した１次変調回路、１０３−
１〜１０３−ｎは情報チャネルｃｈ１〜ｃｈｎに対応し
た拡散変調回路、１０４−１〜１０４−ｎは情報チャネ
ルｃｈ１〜ｃｈｎに対応した拡散符号系列、１０５−
Ｉ，１０５−Ｑは直交変調のＩｃｈ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ
ｃｈ），Ｑｃｈ（Ｑｕａｄａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ
ｃｈ）に対応した加算回路、１０６−Ｉ，１０６−Ｑは
Ｉｃｈ，Ｑｃｈに対応したＤ／Ａコンバータ、１０７−
Ｉ，１０７−ＱはＩｃｈ，Ｑｃｈに対応したスムージン
グのための低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、１０８は直交
変調回路、１０９は搬送波発振器、１１０は電力増幅
器、１１１は送信アンテナである。
【０００３】次に動作について説明する。情報ｃｈ１の
データは、フレーム生成回路１０１−１に入力され、予
め決められたフォーマットに従ってフレーム化された
後、続く１次変調回路１０２−１において、１次変調が
行われ、その出力は拡散変調回路１０３−１に入力され
て拡散符号系列１０４−１を用いて拡散変調される。情
報ｃｈ２〜ｎについても、情報ｃｈ１と並列に同様の処
理が行われ、それぞれ拡散された信号を得る。
データは、フレーム生成回路１０１−１に入力され、予
め決められたフォーマットに従ってフレーム化された
後、続く１次変調回路１０２−１において、１次変調が
行われ、その出力は拡散変調回路１０３−１に入力され
て拡散符号系列１０４−１を用いて拡散変調される。情
報ｃｈ２〜ｎについても、情報ｃｈ１と並列に同様の処
理が行われ、それぞれ拡散された信号を得る。
【０００４】なお、ここで拡散符号系列１０４−１〜１
０４−ｎには、互いに直交した符号系列もしくは相互相
関値が小さくなる符号系列が適用される。拡散変調回路
１０３−１〜１０３−ｎの出力は多重化のために、各々
のＩｃｈ出力は加算回路１０５−Ｉへ、各々のＱｃｈ出
力は加算回路１０５−Ｑへ入力され、Ｉｃｈ，Ｑｃｈ毎
の加算が行われる。
０４−ｎには、互いに直交した符号系列もしくは相互相
関値が小さくなる符号系列が適用される。拡散変調回路
１０３−１〜１０３−ｎの出力は多重化のために、各々
のＩｃｈ出力は加算回路１０５−Ｉへ、各々のＱｃｈ出
力は加算回路１０５−Ｑへ入力され、Ｉｃｈ，Ｑｃｈ毎
の加算が行われる。
【０００５】加算回路の入出力信号について図１５を用
いて補足説明する。図において、１３０−１〜１３０−
ｎは、拡散変調回路１０３−１〜１０３−ｎの出力コン
スタレーションをＩ・Ｑ座標上にプロットしたもの、１
５０は加算回路１０５−Ｉ，１０５−Ｑの出力コンスタ
レーションをＩ・Ｑ座標上にプロットしたものである
（（ｉ）ｎ＝２の場合、（ｉｉ）ｎ＝３の場合）。ここ
では、拡散変調後のコンスタレーションが０ＰＳＫと同
等になる場合を示している（例えば、１次変調＝０ＰＳ
Ｋ、拡散変調＝０ＰＳＫの場合）。
いて補足説明する。図において、１３０−１〜１３０−
ｎは、拡散変調回路１０３−１〜１０３−ｎの出力コン
スタレーションをＩ・Ｑ座標上にプロットしたもの、１
５０は加算回路１０５−Ｉ，１０５−Ｑの出力コンスタ
レーションをＩ・Ｑ座標上にプロットしたものである
（（ｉ）ｎ＝２の場合、（ｉｉ）ｎ＝３の場合）。ここ
では、拡散変調後のコンスタレーションが０ＰＳＫと同
等になる場合を示している（例えば、１次変調＝０ＰＳ
Ｋ、拡散変調＝０ＰＳＫの場合）。
【０００６】１３０−１〜１３０−ｎに図示したよう
に、拡散変調回路１０３−１〜１０３−ｎの出力は、各
々独立に、（Ｉ，Ｑ）＝（１，１），（−１，１），
（−１，−１），（１，−１）の４点のいずれかをと
る。これらのＩｃｈ成分同士を加算回路１０５−Ｉで加
算し、Ｑｃｈ成分同士を加算回路１０５−Ｑで加算す
る。その結果、加算回路１０５−Ｉ，１０５−Ｑの出力
は最小値＝−ｎ〜最大値＝ｎのダイナミックレンジとな
る。
に、拡散変調回路１０３−１〜１０３−ｎの出力は、各
々独立に、（Ｉ，Ｑ）＝（１，１），（−１，１），
（−１，−１），（１，−１）の４点のいずれかをと
る。これらのＩｃｈ成分同士を加算回路１０５−Ｉで加
算し、Ｑｃｈ成分同士を加算回路１０５−Ｑで加算す
る。その結果、加算回路１０５−Ｉ，１０５−Ｑの出力
は最小値＝−ｎ〜最大値＝ｎのダイナミックレンジとな
る。
【０００７】具体例として、（ｉ）ｎ＝２、すなわち２
ｃｈ多重の場合には、Ｉｃｈ，Ｑｃｈとも、１＋１，−
１＋１，−１＋（−１）の３通リの組み合わせがあり得
るので、Ｉｃｈ，Ｑｃｈの加算出力は各々２，０，−２
のいずれかの値をとる。従って、加算後は１５０−
（ｉ）として図に示したように、Ｉ・Ｑ座標上で９点の
コンスタレーション・ポイントとなる。
ｃｈ多重の場合には、Ｉｃｈ，Ｑｃｈとも、１＋１，−
１＋１，−１＋（−１）の３通リの組み合わせがあり得
るので、Ｉｃｈ，Ｑｃｈの加算出力は各々２，０，−２
のいずれかの値をとる。従って、加算後は１５０−
（ｉ）として図に示したように、Ｉ・Ｑ座標上で９点の
コンスタレーション・ポイントとなる。
【０００８】例えば、今、拡散変調回路１０３−１の出
力が（Ｉ，Ｑ）＝（１，１）［１３０−１中の黒く塗り
つぶした点］、拡散変調回路１０３−２の出力が（Ｉ，
Ｑ）＝（１，１）［１３０−２中の黒く塗りつぶした
点］とすると、加算後は、（Ｉ，Ｑ）＝（２，２）［１
５０−（ｉ）中の黒く塗りつぶした点］となる。
力が（Ｉ，Ｑ）＝（１，１）［１３０−１中の黒く塗り
つぶした点］、拡散変調回路１０３−２の出力が（Ｉ，
Ｑ）＝（１，１）［１３０−２中の黒く塗りつぶした
点］とすると、加算後は、（Ｉ，Ｑ）＝（２，２）［１
５０−（ｉ）中の黒く塗りつぶした点］となる。
【０００９】また、（ｉｉ）ｎ＝３、すなわち３ｃｈ多
重の場合には、同様に、加算出力として３［＝１＋１＋
１］，１［＝−１＋１＋１］，−１［＝−１＋（−１）
＋１］，−３［＝−１＋（−１）＋（−１）］の４通り
の値をとる。従って、加算後は１５０−（ｉｉ）として
図に示したように、Ｉ・Ｑ座標上で１６点のコンスタレ
ーション・ポイントとなる。
重の場合には、同様に、加算出力として３［＝１＋１＋
１］，１［＝−１＋１＋１］，−１［＝−１＋（−１）
＋１］，−３［＝−１＋（−１）＋（−１）］の４通り
の値をとる。従って、加算後は１５０−（ｉｉ）として
図に示したように、Ｉ・Ｑ座標上で１６点のコンスタレ
ーション・ポイントとなる。
【００１０】例えば、今、拡散変調回路１０３−１の出
力が（Ｉ，Ｑ）＝（１，１）［１３０−１中の黒く塗り
つぶした点］、拡散変調回路１０３−２の出力が（Ｉ，
Ｑ）＝（１，１）［１３０−２中の黒く塗リつぶした
点］、拡散変調回路１０３−ｎの出力が（Ｉ，Ｑ）＝
（１，１）［１３０−ｎ中の黒く塗リつぶした点］とす
ると、加算後は、（ＩＱ）＝（３，３）［１５０−（ｉ
ｉ）中の黒く塗りつぶした点］となる。
力が（Ｉ，Ｑ）＝（１，１）［１３０−１中の黒く塗り
つぶした点］、拡散変調回路１０３−２の出力が（Ｉ，
Ｑ）＝（１，１）［１３０−２中の黒く塗リつぶした
点］、拡散変調回路１０３−ｎの出力が（Ｉ，Ｑ）＝
（１，１）［１３０−ｎ中の黒く塗リつぶした点］とす
ると、加算後は、（ＩＱ）＝（３，３）［１５０−（ｉ
ｉ）中の黒く塗りつぶした点］となる。
【００１１】加算回路１０５−Ｉ、１０５−Ｑの出力
は、Ｄ／Ａコンバータ１０６−Ｉ，１０６−Ｑでアナロ
グ信号に変換され、ＬＰＦ１０７−Ｉ，１０７−Ｑでス
ムージングされた後、直交変調回路１０８に入力され
る。図１６に直交変調回路１０８のブロック図を示す。
この直交変調回路１０８では、搬送波発振回路１０９の
出力を受けて、９０°移相器１１３を用いて９０°位相
の異なる（即ち互いに直交した）２つの搬送波を生成す
る。そして、ＬＰＦ１０７−Ｉの出力（Ｉｃｈ）と９０
°移相器１１３の出力を乗算回路１１２ｉで掛け合わ
せ、ＬＰＦ１０７−Ｑの出力（Ｑｃｈ）と搬送波発振回
路１０９の出力を乗算回路１１２ｑで掛け合わせ、これ
らの出力を加算回路１１４で加算し、出力する。数式で
表現すると、次式のようになる。
は、Ｄ／Ａコンバータ１０６−Ｉ，１０６−Ｑでアナロ
グ信号に変換され、ＬＰＦ１０７−Ｉ，１０７−Ｑでス
ムージングされた後、直交変調回路１０８に入力され
る。図１６に直交変調回路１０８のブロック図を示す。
この直交変調回路１０８では、搬送波発振回路１０９の
出力を受けて、９０°移相器１１３を用いて９０°位相
の異なる（即ち互いに直交した）２つの搬送波を生成す
る。そして、ＬＰＦ１０７−Ｉの出力（Ｉｃｈ）と９０
°移相器１１３の出力を乗算回路１１２ｉで掛け合わ
せ、ＬＰＦ１０７−Ｑの出力（Ｑｃｈ）と搬送波発振回
路１０９の出力を乗算回路１１２ｑで掛け合わせ、これ
らの出力を加算回路１１４で加算し、出力する。数式で
表現すると、次式のようになる。
【００１２】 ［出力］＝Ｉｃｈ×ｃｏｓ（ωｔ）−Ｑｃｈ×ｓｉｎ（ωｔ） ＝Ａ×ｃｏｓ（ωｔ＋Φ） ただし、Ｉｃｈ＝ｃｏｓΦ，Ｑｃｈ＝ｓｉｎΦ
【００１３】直交変調回路１０８の出力は、電力増幅器
１１０によって、送信に必要とされる電力まで増幅さ
れ、アンテナ１１１より送信される。
１１０によって、送信に必要とされる電力まで増幅さ
れ、アンテナ１１１より送信される。
【００１４】電力増幅器１１０は、理想的には、入力信
号に正確に比例増幅した信号を出力する。つまり完全に
線形な動作を行う。しかし、実際には、送信機全体の低
電力化を図るために、電力増幅器１１０の付加効率を高
めようとすると、飽和に近い領域で使用することとな
り、非線形特性となる。
号に正確に比例増幅した信号を出力する。つまり完全に
線形な動作を行う。しかし、実際には、送信機全体の低
電力化を図るために、電力増幅器１１０の付加効率を高
めようとすると、飽和に近い領域で使用することとな
り、非線形特性となる。
【００１５】図１７は、電力増幅器１１０の一般的な入
出力特性・通過位相特性・効率特性を示す。出力が大き
いほど効率はよいが、飽和によりゲインが抑圧され、さ
らに通過位相量も大きくなって、非線形性が強くなる。
出力特性・通過位相特性・効率特性を示す。出力が大き
いほど効率はよいが、飽和によりゲインが抑圧され、さ
らに通過位相量も大きくなって、非線形性が強くなる。
【００１６】また、図１８は、電力増幅器１１０が非線
形の場合の入力と出力の周波数スペクトルを示す。非線
形性によって相互変調を生じるため、図に示したよう
に、スペクトルが広がり、隣接する周波数チャネル上へ
の不要輻射成分が発生する。この隣接チャネル漏洩電力
は、隣接チャネルへの干渉となるため、通常、システム
にて上限値が規格化されており、その範囲内に収める必
要がある。従って、効率と非線形性にはトレードオフが
生じる。電池駆動の携帯端末の場合には特に効率が重要
であるため、いかに効率を犠牲にせずに非線形性の影響
を小さくするかが大きなポイントとなる。
形の場合の入力と出力の周波数スペクトルを示す。非線
形性によって相互変調を生じるため、図に示したよう
に、スペクトルが広がり、隣接する周波数チャネル上へ
の不要輻射成分が発生する。この隣接チャネル漏洩電力
は、隣接チャネルへの干渉となるため、通常、システム
にて上限値が規格化されており、その範囲内に収める必
要がある。従って、効率と非線形性にはトレードオフが
生じる。電池駆動の携帯端末の場合には特に効率が重要
であるため、いかに効率を犠牲にせずに非線形性の影響
を小さくするかが大きなポイントとなる。
【００１７】以上図１４から図１８を用いて説明した従
来装置では、多重化した場合、平均電力の２乗でピーク
電力が増大する。先に述べた２多重の場合には、平均電
力は多重化しない場合の２倍であるのに比べ、ピーク電
力は４倍になる。また、３多重では、平均電力が３倍で
あるのに対し、ピーク電力は９倍にもなる。このため、
多重化しない場合に比べて電力増幅回路の飽和による非
線形性の影響を顕著に受けることになる。従って、隣接
チャネル漏洩電力を規定内に抑えるためには、電力増幅
回路の動作点として、飽和電力からのバックオフを大き
くとる必要があり、多重しない場合よりも効率が低下す
る。さらに、同じ平均電力であっても、飽和点を高める
ために、より大きな容量の電力増幅回路が必要になる。
来装置では、多重化した場合、平均電力の２乗でピーク
電力が増大する。先に述べた２多重の場合には、平均電
力は多重化しない場合の２倍であるのに比べ、ピーク電
力は４倍になる。また、３多重では、平均電力が３倍で
あるのに対し、ピーク電力は９倍にもなる。このため、
多重化しない場合に比べて電力増幅回路の飽和による非
線形性の影響を顕著に受けることになる。従って、隣接
チャネル漏洩電力を規定内に抑えるためには、電力増幅
回路の動作点として、飽和電力からのバックオフを大き
くとる必要があり、多重しない場合よりも効率が低下す
る。さらに、同じ平均電力であっても、飽和点を高める
ために、より大きな容量の電力増幅回路が必要になる。
【００１８】そこで、多重化した場合のピーク電力を抑
える従来装置として、例えば加算後に振幅制限回路を設
けてダイナミックレンジを縮小化する技術が提案されて
いる。図１９はこの振幅制限回路を適用した構成を示す
ブロック図である。図において、１１５は加算回路１０
５−Ｉ，１０５−Ｑの出力を入力して振幅制限を施した
信号を出力する振幅制限回路である。この振幅制限回路
１１５は、加算後の振幅が大きい場合に、これを制限す
るかあるいは減衰係数を乗算して圧縮しダイナミックレ
ンジを小さくするように動作する。なお、他の構成は前
記図１４に示す従来装置と同じであるから同一部分には
同一符号を付して重複説明を省略する。
える従来装置として、例えば加算後に振幅制限回路を設
けてダイナミックレンジを縮小化する技術が提案されて
いる。図１９はこの振幅制限回路を適用した構成を示す
ブロック図である。図において、１１５は加算回路１０
５−Ｉ，１０５−Ｑの出力を入力して振幅制限を施した
信号を出力する振幅制限回路である。この振幅制限回路
１１５は、加算後の振幅が大きい場合に、これを制限す
るかあるいは減衰係数を乗算して圧縮しダイナミックレ
ンジを小さくするように動作する。なお、他の構成は前
記図１４に示す従来装置と同じであるから同一部分には
同一符号を付して重複説明を省略する。
【００１９】次に動作について説明する。この従来装置
によれば、確かに振幅制限回路１１５により、電力増幅
器１１０への入力信号のダイナミックレンジは小さくな
る。しかしながら、この振幅制限回路１１５の動作は電
力増幅器１１０の入出力特性の飽和と等価であるから、
振幅制限回路１１５の出力にてすでにスペクトルが広が
っており、振幅制限回路１１５と電力増幅器１１０の間
に帯域制限フィルタを設けない限り、隣接チャネル漏洩
電力の規格を満足することは難しい。また、線形加算し
て多重化した信号に振幅制限という非線形操作を加える
ため、受信側において自ｃｈの符号系列との相関検出を
行って自ｃｈを復調する際に、相関特性の劣化を生じ、
ビット誤り率特性が劣化する。
によれば、確かに振幅制限回路１１５により、電力増幅
器１１０への入力信号のダイナミックレンジは小さくな
る。しかしながら、この振幅制限回路１１５の動作は電
力増幅器１１０の入出力特性の飽和と等価であるから、
振幅制限回路１１５の出力にてすでにスペクトルが広が
っており、振幅制限回路１１５と電力増幅器１１０の間
に帯域制限フィルタを設けない限り、隣接チャネル漏洩
電力の規格を満足することは難しい。また、線形加算し
て多重化した信号に振幅制限という非線形操作を加える
ため、受信側において自ｃｈの符号系列との相関検出を
行って自ｃｈを復調する際に、相関特性の劣化を生じ、
ビット誤り率特性が劣化する。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】従来のＣＤＭＡ通信装
置は以上のように構成されているので、多重時にピーク
電力が大きくなり、電力増幅器の効率が低下し、特に電
池駆動の機器では使用時間が短くなり、同時に、飽和電
力を高めるために大きな容量の電力増幅回路が必要で、
高価で、小型化にも不利であるという課題があった。
置は以上のように構成されているので、多重時にピーク
電力が大きくなり、電力増幅器の効率が低下し、特に電
池駆動の機器では使用時間が短くなり、同時に、飽和電
力を高めるために大きな容量の電力増幅回路が必要で、
高価で、小型化にも不利であるという課題があった。
【００２１】また、加算後に振幅制限する振幅制限回路
を設けた従来装置では、帯域制限フィルタ無しに隣接チ
ャネル漏洩電力を抑止することはできないとともに、受
信特性が劣化するなどの課題があった。
を設けた従来装置では、帯域制限フィルタ無しに隣接チ
ャネル漏洩電力を抑止することはできないとともに、受
信特性が劣化するなどの課題があった。
【００２２】この発明は上記のような課題を解消するた
めになされたもので、システム性能の劣化無しに、多重
化時のピーク電力を低減して非線形性の影響を小さく
し、電力増幅の効率を高めることのできるＣＤＭＡ通信
方法およびＣＤＭＡ通信装置を提供することを目的とす
る。
めになされたもので、システム性能の劣化無しに、多重
化時のピーク電力を低減して非線形性の影響を小さく
し、電力増幅の効率を高めることのできるＣＤＭＡ通信
方法およびＣＤＭＡ通信装置を提供することを目的とす
る。
【００２３】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明に係
るＣＤＭＡ通信方法は、チャネル数ｎの送信データをチ
ャネル毎にそれぞれ異なる拡散符号により拡散変調し、
この拡散変調出力信号のＩ・Ｑ座標上の位相位置を９０
°／ｎずつ回転させるものである。
るＣＤＭＡ通信方法は、チャネル数ｎの送信データをチ
ャネル毎にそれぞれ異なる拡散符号により拡散変調し、
この拡散変調出力信号のＩ・Ｑ座標上の位相位置を９０
°／ｎずつ回転させるものである。
【００２４】請求項２記載の発明に係るＣＤＭＡ通信方
法は、チャネル数ｎの送信データをチャネル毎にそれぞ
れ異なる拡散符号により拡散変調し、この拡散変調出力
信号を２以上のグループに分け、そのグループごとの出
力信号のＩ・Ｑ座標上の位相位置を９０°／グループ数
ずつ回転させるものである。
法は、チャネル数ｎの送信データをチャネル毎にそれぞ
れ異なる拡散符号により拡散変調し、この拡散変調出力
信号を２以上のグループに分け、そのグループごとの出
力信号のＩ・Ｑ座標上の位相位置を９０°／グループ数
ずつ回転させるものである。
【００２５】請求項３記載の発明に係るＣＤＭＡ通信方
法は、９０°／ｎまたは９０°／グループ数を任意に変
更可能としたものである。
法は、９０°／ｎまたは９０°／グループ数を任意に変
更可能としたものである。
【００２６】請求項４記載の発明に係るＣＤＭＡ通信方
法は、拡散変調出力信号を帯域制限後に直交変調するも
のである。
法は、拡散変調出力信号を帯域制限後に直交変調するも
のである。
【００２７】請求項５記載の発明に係るＣＤＭＡ通信装
置は、チャネル数ｎの送信データをチャネル毎にそれぞ
れ異なる拡散符号により変調する拡散変調回路と、この
拡散変調回路の拡散変調出力信号のＩ・Ｑ座標上の位相
位置を９０°／ｎずつ回転させる位相回転回路を備えた
ものである。
置は、チャネル数ｎの送信データをチャネル毎にそれぞ
れ異なる拡散符号により変調する拡散変調回路と、この
拡散変調回路の拡散変調出力信号のＩ・Ｑ座標上の位相
位置を９０°／ｎずつ回転させる位相回転回路を備えた
ものである。
【００２８】請求項６記載の発明に係るＣＤＭＡ通信装
置は、チャネル数ｎの送信データをチャネル毎にそれぞ
れ異なる拡散符号により変調する拡散変調回路と、この
拡散変調回路の拡散変調出力信号を２以上のグループに
分け、そのグループごとの出力信号のＩ・Ｑ座標上の位
相位置を９０°／グループ数ずつ回転させる位相回転回
路を備えたものである。
置は、チャネル数ｎの送信データをチャネル毎にそれぞ
れ異なる拡散符号により変調する拡散変調回路と、この
拡散変調回路の拡散変調出力信号を２以上のグループに
分け、そのグループごとの出力信号のＩ・Ｑ座標上の位
相位置を９０°／グループ数ずつ回転させる位相回転回
路を備えたものである。
【００２９】請求項７記載の発明に係るＣＤＭＡ通信装
置は、９０°／ｎまたは９０°／グループ数を任意に変
更可能とした位相回転回路を備えたものである。
置は、９０°／ｎまたは９０°／グループ数を任意に変
更可能とした位相回転回路を備えたものである。
【００３０】請求項８記載の発明に係るＣＤＭＡ通信装
置は、拡散変調出力信号を２以上のグループに分け、そ
のグループごとの出力信号のＩ・Ｑ座標上の位相位置を
９０°／グループ数ずつ回転させる位相回転回路と、こ
の位相回転回路の出力信号を加算する加算回路とを備え
たものである。
置は、拡散変調出力信号を２以上のグループに分け、そ
のグループごとの出力信号のＩ・Ｑ座標上の位相位置を
９０°／グループ数ずつ回転させる位相回転回路と、こ
の位相回転回路の出力信号を加算する加算回路とを備え
たものである。
【００３１】請求項９記載の発明に係るＣＤＭＡ通信装
置は、拡散変調出力信号を２以上のグループに分け、そ
のグループごとに加算する加算回路と、この加算回路の
出力信号のＩ・Ｑ座標上の位相位置を９０°／グループ
数ずつ回転させる位相回転回路とを備えたものである。
置は、拡散変調出力信号を２以上のグループに分け、そ
のグループごとに加算する加算回路と、この加算回路の
出力信号のＩ・Ｑ座標上の位相位置を９０°／グループ
数ずつ回転させる位相回転回路とを備えたものである。
【００３２】請求項１０記載の発明に係るＣＤＭＡ通信
装置は、拡散変調出力信号の帯域を制限する帯域制限回
路を備えたものである。
装置は、拡散変調出力信号の帯域を制限する帯域制限回
路を備えたものである。
【００３３】請求項１１記載の発明に係るＣＤＭＡ通信
装置は、帯域制限回路を位相回転回路の入力側に設けた
ものである。
装置は、帯域制限回路を位相回転回路の入力側に設けた
ものである。
【００３４】請求項１２記載の発明に係るＣＤＭＡ通信
装置は、帯域制限回路を位相回転回路の出力側に設けた
ものである。
装置は、帯域制限回路を位相回転回路の出力側に設けた
ものである。
【００３５】請求項１３記載の発明に係るＣＤＭＡ通信
装置は、帯域制限回路を加算回路の出力側に設けたもの
である。
装置は、帯域制限回路を加算回路の出力側に設けたもの
である。
【００３６】
実施の形態１．図１はこの発明の実施の形態１によるＣ
ＤＭＡ通信装置の構成を示すブロック図である。図にお
いて、１−１，１−２は情報チャネルｃｈ１，ｃｈ２に
対応したフレーム生成回路、２−１，２−２は情報チャ
ネルｃｈ１，ｃｈ２に対応した１次変調回路、３−１，
３−２は情報チャネルｃｈ１，ｃｈ２に対応した拡散変
調回路、４−１，４−２は情報チャネルｃｈ１，ｃｈ２
に対応した拡散符号系列、５−Ｉ，５−Ｑは直交変調の
Ｉｃｈ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ ｃｈ），Ｑｃｈ（Ｑｕａｄ
ａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ ｃｈ）に対応した加算回路、
６−Ｉ，６−ＱはＩｃｈ，Ｑｃｈに対応したＤ／Ａコン
バータ、７−Ｉ，７−ＱはＩｃｈ，Ｑｃｈに対応したス
ムージングのための低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、８は
直交変調回路、９は搬送波発振器、１０は電力増幅器
（電力増幅回路）、１１は送信アンテナ、１２は拡散変
調回路３−２の出力信号のＩ・Ｑ座標上の位相位置を９
０°／ｎ（ｎ：チャネル数）ずつ回転させる位相回転回
路であり、図示例は９０°／２＝４５°、つまり４５゜
回転させるものである。
ＤＭＡ通信装置の構成を示すブロック図である。図にお
いて、１−１，１−２は情報チャネルｃｈ１，ｃｈ２に
対応したフレーム生成回路、２−１，２−２は情報チャ
ネルｃｈ１，ｃｈ２に対応した１次変調回路、３−１，
３−２は情報チャネルｃｈ１，ｃｈ２に対応した拡散変
調回路、４−１，４−２は情報チャネルｃｈ１，ｃｈ２
に対応した拡散符号系列、５−Ｉ，５−Ｑは直交変調の
Ｉｃｈ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ ｃｈ），Ｑｃｈ（Ｑｕａｄ
ａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ ｃｈ）に対応した加算回路、
６−Ｉ，６−ＱはＩｃｈ，Ｑｃｈに対応したＤ／Ａコン
バータ、７−Ｉ，７−ＱはＩｃｈ，Ｑｃｈに対応したス
ムージングのための低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、８は
直交変調回路、９は搬送波発振器、１０は電力増幅器
（電力増幅回路）、１１は送信アンテナ、１２は拡散変
調回路３−２の出力信号のＩ・Ｑ座標上の位相位置を９
０°／ｎ（ｎ：チャネル数）ずつ回転させる位相回転回
路であり、図示例は９０°／２＝４５°、つまり４５゜
回転させるものである。
【００３７】図２は位相回転回路１２の構成を示すブロ
ック図である。図において、１７，１９は拡散変調回路
３−２の出力Ｉｋに係数ｃｏｓθｋ，係数ｓｉｎθｋを
乗算する乗算回路、１８，２０は拡散変調回路３−２の
出力Ｑｋに係数ｃｏｓθｋ，係数ｓｉｎθｋを乗算する
乗算回路、２１は乗算回路１７，１８の出力信号を減算
して、出力信号Ｉｋ’を得る減算回路、２２は乗算回路
１９，２０の出力を加算して、出力信号Ｑｋ’を得る加
算回路である。
ック図である。図において、１７，１９は拡散変調回路
３−２の出力Ｉｋに係数ｃｏｓθｋ，係数ｓｉｎθｋを
乗算する乗算回路、１８，２０は拡散変調回路３−２の
出力Ｑｋに係数ｃｏｓθｋ，係数ｓｉｎθｋを乗算する
乗算回路、２１は乗算回路１７，１８の出力信号を減算
して、出力信号Ｉｋ’を得る減算回路、２２は乗算回路
１９，２０の出力を加算して、出力信号Ｑｋ’を得る加
算回路である。
【００３８】つまり、位相回転回路１２は拡散変調回路
３−２の出力に対して、図３（ａ）に示すように、白丸
位置から黒丸位置へ各情報ｃｈ独立に所定量、図示例で
は角度θｋの位相回転（Ｉ・Ｑ座標上の位相オフセッ
ト）を施す。数式では次のように表現される。
３−２の出力に対して、図３（ａ）に示すように、白丸
位置から黒丸位置へ各情報ｃｈ独立に所定量、図示例で
は角度θｋの位相回転（Ｉ・Ｑ座標上の位相オフセッ
ト）を施す。数式では次のように表現される。
【００３９】 Ｉｋ’＝Ｉｋ×ｃｏｓ（θｋ）−Ｑｋ×ｓｉｎ（θｋ） Ｑｋ’＝Ｉｋ×ｓｉｎ（θｋ）＋Ｑｋ×ｃｏｓ（θｋ）
【００４０】ここで、Ｉｋ，Ｑｋは拡散変調回路３−ｋ
（図示例では３−２）の出力、θｋは情報ｃｈｋ（図示
例では情報ｃｈ２）に与える位相回転（オフセット）
量、Ｉｋ’，Ｑｋ’は位相回転回路１２の出力であり、
ｋ＝１，２，・・・ｎである。なお、この操作は、図３
（ｂ），（ｃ）に示すようにＩＱ座標軸を回転させるこ
とと解釈してもよい。
（図示例では３−２）の出力、θｋは情報ｃｈｋ（図示
例では情報ｃｈ２）に与える位相回転（オフセット）
量、Ｉｋ’，Ｑｋ’は位相回転回路１２の出力であり、
ｋ＝１，２，・・・ｎである。なお、この操作は、図３
（ｂ），（ｃ）に示すようにＩＱ座標軸を回転させるこ
とと解釈してもよい。
【００４１】図２に示した位相回転回路１２は、まさに
この数式を実現する構成となっており、入力Ｉｋ，Ｑｋ
と係数ｃｏｓ（θｋ），係数ｓｉｎ（θｋ）を上式に従
って乗算・加算し、Ｉｋ’，Ｑｋ’を出力する。
この数式を実現する構成となっており、入力Ｉｋ，Ｑｋ
と係数ｃｏｓ（θｋ），係数ｓｉｎ（θｋ）を上式に従
って乗算・加算し、Ｉｋ’，Ｑｋ’を出力する。
【００４２】図４は上記のように、拡散変調回路３−
１、３−２の拡散変調出力信号のＩ・Ｑ座標上の位相位
置を９０°／ｎ（ｎ：チャネル数）ずつ回転させた後加
算することにより得られる効果の原理を説明する。図４
（ａ）に示すように絶対値（長さ）の同じ（Ａとする）
２つのベクトルを加算合成する場合、２つのベクトルの
角度が同じであると、合成ベクトルの絶対値（長さ）は
元の２倍になる（２Ａ）。これに対し、図４（ｂ）に示
すように２つのベクトルの角度がψだけずれている場合
には、合成ベクトルの絶対値（長さ）は２Ａ×ｃｏｓψ
となり、元の２倍（２Ａ）よりも小さくなる。
１、３−２の拡散変調出力信号のＩ・Ｑ座標上の位相位
置を９０°／ｎ（ｎ：チャネル数）ずつ回転させた後加
算することにより得られる効果の原理を説明する。図４
（ａ）に示すように絶対値（長さ）の同じ（Ａとする）
２つのベクトルを加算合成する場合、２つのベクトルの
角度が同じであると、合成ベクトルの絶対値（長さ）は
元の２倍になる（２Ａ）。これに対し、図４（ｂ）に示
すように２つのベクトルの角度がψだけずれている場合
には、合成ベクトルの絶対値（長さ）は２Ａ×ｃｏｓψ
となり、元の２倍（２Ａ）よりも小さくなる。
【００４３】従って、加算前に上記位相回転回路１２で
位相回転を行ってコンスタレーションの角度をずらすこ
とにより、角度にずれがない従来装置に比べて、ピーク
電力（＝ベクトルの長さの２乗）を低減することができ
る。
位相回転を行ってコンスタレーションの角度をずらすこ
とにより、角度にずれがない従来装置に比べて、ピーク
電力（＝ベクトルの長さの２乗）を低減することができ
る。
【００４４】このことは、図５に示す従来装置と実施の
形態１による装置における２チャネルの加算状態の対比
テーブルから明らかなように、平均電力は４．００と両
者は同じであるが、ピーク電力は従来装置が図５（ａ）
に示すように８．００であるのに対し、実施の形態１の
装置では図５（ｂ）に示すように６．８３と小さい。
形態１による装置における２チャネルの加算状態の対比
テーブルから明らかなように、平均電力は４．００と両
者は同じであるが、ピーク電力は従来装置が図５（ａ）
に示すように８．００であるのに対し、実施の形態１の
装置では図５（ｂ）に示すように６．８３と小さい。
【００４５】また、Ｉ・Ｑ座標上における拡散変調出力
信号の位相位置は図６（ａ）に示す従来装置の場合に比
べ、図６（ｂ）に示すように実施の形態１の装置では原
点を中心にしてほぼ円弧状に均等に分散されている。
信号の位相位置は図６（ａ）に示す従来装置の場合に比
べ、図６（ｂ）に示すように実施の形態１の装置では原
点を中心にしてほぼ円弧状に均等に分散されている。
【００４６】以上のように、この実施の形態１によれ
ば、加算回路５−Ｉ，５−Ｑの出力、つまり電力増幅器
１０の入力のピーク電力を低減することが出来るので、
電力増幅器１０の非線形性の影響を受け難くなり、電力
増幅器１０の動作点をより飽和に近づけて効率よく増幅
することが可能となる。この結果、従来装置と同じ効率
とすれば、隣接チャネル漏洩電力を少なくできる。
ば、加算回路５−Ｉ，５−Ｑの出力、つまり電力増幅器
１０の入力のピーク電力を低減することが出来るので、
電力増幅器１０の非線形性の影響を受け難くなり、電力
増幅器１０の動作点をより飽和に近づけて効率よく増幅
することが可能となる。この結果、従来装置と同じ効率
とすれば、隣接チャネル漏洩電力を少なくできる。
【００４７】また、各ｃｈの拡散符号として互いに直交
した符号系列を用いれば、位相回転後にもｃｈおよびＩ
Ｑ間の干渉は生じず、しかも従来装置の振幅制限のよう
な非線形操作を伴わないため、受信特性は劣化しない。
した符号系列を用いれば、位相回転後にもｃｈおよびＩ
Ｑ間の干渉は生じず、しかも従来装置の振幅制限のよう
な非線形操作を伴わないため、受信特性は劣化しない。
【００４８】実施の形態２．図７はこの発明の実施の形
態２によるＣＤＭＡ通信装置の構成を示すブロック図で
ある。この実施の形態２では入力データが３チャネルの
場合を示している。図において、１−１〜１−ｎは情報
チャネルｃｈ１〜ｃｈｎに対応したフレーム生成回路、
２−１〜２−ｎは情報チャネルｃｈ１〜ｃｈｎに対応し
た１次変調回路、３−１〜３−ｎは情報チャネルｃｈ１
〜ｃｈｎに対応した拡散変調回路、４−１〜４−ｎは情
報チャネルｃｈ１〜ｃｈｎに対応した拡散符号系列、１
３−１〜１３−ｎは拡散変調回路３−１〜３−ｎの出力
信号のＩ・Ｑ座標上位置を９０°／ｎ（ｎ：チャネル
数）ずつ回転させる位相回転回路である。他の構成は前
記図１に示す実施の形態１の装置構成と同じであるから
同一部分には同一符号を付して重複説明を省略する。
態２によるＣＤＭＡ通信装置の構成を示すブロック図で
ある。この実施の形態２では入力データが３チャネルの
場合を示している。図において、１−１〜１−ｎは情報
チャネルｃｈ１〜ｃｈｎに対応したフレーム生成回路、
２−１〜２−ｎは情報チャネルｃｈ１〜ｃｈｎに対応し
た１次変調回路、３−１〜３−ｎは情報チャネルｃｈ１
〜ｃｈｎに対応した拡散変調回路、４−１〜４−ｎは情
報チャネルｃｈ１〜ｃｈｎに対応した拡散符号系列、１
３−１〜１３−ｎは拡散変調回路３−１〜３−ｎの出力
信号のＩ・Ｑ座標上位置を９０°／ｎ（ｎ：チャネル
数）ずつ回転させる位相回転回路である。他の構成は前
記図１に示す実施の形態１の装置構成と同じであるから
同一部分には同一符号を付して重複説明を省略する。
【００４９】次に動作について説明する。各入力データ
はそれぞれフレーム生成回路１−１〜１−ｎ、１次変調
回路２−１〜２−ｎ、拡散変調回路３−１〜３−ｎまで
は前記図１に示す実施の形態１と同様の動作を行う。次
いで、拡散変調回路３−１の拡散変調出力信号は位相回
転回路１３−１で９０°／１、拡散変調回路３−２の拡
散変調出力信号は位相回転回路１３−２で９０°／２、
拡散変調回路３−ｎの拡散変調出力信号は位相回転回路
１３−ｎで９０°／ｎそれぞれＩ・Ｑ座標上の位相位置
が回転された後、Ｉ成分は加算回路５−Ｉで、Ｑ成分は
加算回路５−Ｑで加算するもので、以後の動作は前記実
施の形態１と同様である。
はそれぞれフレーム生成回路１−１〜１−ｎ、１次変調
回路２−１〜２−ｎ、拡散変調回路３−１〜３−ｎまで
は前記図１に示す実施の形態１と同様の動作を行う。次
いで、拡散変調回路３−１の拡散変調出力信号は位相回
転回路１３−１で９０°／１、拡散変調回路３−２の拡
散変調出力信号は位相回転回路１３−２で９０°／２、
拡散変調回路３−ｎの拡散変調出力信号は位相回転回路
１３−ｎで９０°／ｎそれぞれＩ・Ｑ座標上の位相位置
が回転された後、Ｉ成分は加算回路５−Ｉで、Ｑ成分は
加算回路５−Ｑで加算するもので、以後の動作は前記実
施の形態１と同様である。
【００５０】以上のように、この実施の形態２によれ
ば、図８（ａ）に示すように、従来装置のように、各拡
散変調回路３−１〜３−ｎの拡散変調出力信号を単に加
算すると、ピーク電力は１８．００となるのに対し、実
施の形態２に示すように、各拡散変調回路３−１〜３−
ｎの出力信号をＩ・Ｑ座標上で９０°／ｎずつ位相回転
させた後加算すると、図８（ｂ）に示すように、ピーク
電力は１４．９２８２と従来装置の場合より小さくな
り、前記実施の形態１と同様の効果が得られる。なお、
平均電力は両装置とも６．０で同じである。
ば、図８（ａ）に示すように、従来装置のように、各拡
散変調回路３−１〜３−ｎの拡散変調出力信号を単に加
算すると、ピーク電力は１８．００となるのに対し、実
施の形態２に示すように、各拡散変調回路３−１〜３−
ｎの出力信号をＩ・Ｑ座標上で９０°／ｎずつ位相回転
させた後加算すると、図８（ｂ）に示すように、ピーク
電力は１４．９２８２と従来装置の場合より小さくな
り、前記実施の形態１と同様の効果が得られる。なお、
平均電力は両装置とも６．０で同じである。
【００５１】実施の形態３．図９は入力データがｎチャ
ネル（図示例は６チャネル）の場合の実施の形態３によ
るＣＤＭＡ通信装置の構成を示すブロック図であり、拡
散変調回路３−１と３−２，３−３と３−４，３−５と
３−６をそれぞれ第１組，第２組，第３組としてグルー
プ分けし、拡散変調回路３−３と３−４の出力側に３０
゜位相回転回路１４−１，１４−２を設け、拡散変調回
路３−５と３−６の出力側に６０゜位相回転回路１４−
３，１４−４を設け、拡散変調回路３−１と３−２の出
力信号、３０゜位相回転回路１４−１と１４−２の出力
信号、６０゜位相回転回路１４−３と１４−４の出力信
号のＩ成分を加算回路５−Ｉで，Ｑ成分を加算回路５−
Ｑで加算するものである。他の構成動作は、前記実施の
形態１、実施の形態２と同様であり、同一の効果が得ら
れるので、重複説明を省略する。
ネル（図示例は６チャネル）の場合の実施の形態３によ
るＣＤＭＡ通信装置の構成を示すブロック図であり、拡
散変調回路３−１と３−２，３−３と３−４，３−５と
３−６をそれぞれ第１組，第２組，第３組としてグルー
プ分けし、拡散変調回路３−３と３−４の出力側に３０
゜位相回転回路１４−１，１４−２を設け、拡散変調回
路３−５と３−６の出力側に６０゜位相回転回路１４−
３，１４−４を設け、拡散変調回路３−１と３−２の出
力信号、３０゜位相回転回路１４−１と１４−２の出力
信号、６０゜位相回転回路１４−３と１４−４の出力信
号のＩ成分を加算回路５−Ｉで，Ｑ成分を加算回路５−
Ｑで加算するものである。他の構成動作は、前記実施の
形態１、実施の形態２と同様であり、同一の効果が得ら
れるので、重複説明を省略する。
【００５２】実施の形態４．図１０は入力データがｎチ
ャネル（図示例は６チャネル）の場合の実施の形態４よ
るＣＤＭＡ通信装置の構成を示すブロック図であり、拡
散変調回路３−１と３−２，３−３と３−４，３−５と
３−６をそれぞれ第１組，第２組，第３組としてグルー
プ分けし、各組の出力側に加算回路１５−１，１５−
２，１５−３を設け、その加算回路１５−１を除き、加
算回路１５−２の出力側に３０゜位相回転回路１６−
１，加算回路１５−３の出力側に９０°位相回転回路１
６−２を設け、各組の出力信号をＩ・Ｑ座標上において
９０°／ｎずつ位相回転させたものである。他の構成動
作は、前記実施の形態１，実施の形態２と同様であり、
同一の効果が得られるので、重複説明を省略する。
ャネル（図示例は６チャネル）の場合の実施の形態４よ
るＣＤＭＡ通信装置の構成を示すブロック図であり、拡
散変調回路３−１と３−２，３−３と３−４，３−５と
３−６をそれぞれ第１組，第２組，第３組としてグルー
プ分けし、各組の出力側に加算回路１５−１，１５−
２，１５−３を設け、その加算回路１５−１を除き、加
算回路１５−２の出力側に３０゜位相回転回路１６−
１，加算回路１５−３の出力側に９０°位相回転回路１
６−２を設け、各組の出力信号をＩ・Ｑ座標上において
９０°／ｎずつ位相回転させたものである。他の構成動
作は、前記実施の形態１，実施の形態２と同様であり、
同一の効果が得られるので、重複説明を省略する。
【００５３】実施の形態５．図１１はこの発明の実施の
形態５によるＣＤＭＡ通信装置の構成を示すブロック図
であり、拡散変調回路３−１，３−２の出力側に帯域制
限フィルタ（帯域制限回路）２３−１，２３−２を設け
たもので、他の構成は図１に示す実施の形態１と同じで
あるから同一部分には同一符号を付して重複説明を省略
する。
形態５によるＣＤＭＡ通信装置の構成を示すブロック図
であり、拡散変調回路３−１，３−２の出力側に帯域制
限フィルタ（帯域制限回路）２３−１，２３−２を設け
たもので、他の構成は図１に示す実施の形態１と同じで
あるから同一部分には同一符号を付して重複説明を省略
する。
【００５４】次に動作について説明する。一般に拡散変
調回路３−１，３−２で拡散されたパルス状の出力信号
は、そのまま送出すると、帯域が広がるため、隣接チャ
ネル漏洩電力が増大することになる。そこで、拡散変調
回路３−１，３−２の出力信号の帯域を帯域制限フィル
タ２３−１，２３−２で制限するものである。なお、帯
域制限フィルタとしては、ｃｏｓ（コサイン）ロールオ
フ・ナイキスト・フィルタ、ルート・コサイン・ロール
オフ・ナイキスト・フィルタ、ガウス・フィルタといっ
た特性を持つものを使用する。
調回路３−１，３−２で拡散されたパルス状の出力信号
は、そのまま送出すると、帯域が広がるため、隣接チャ
ネル漏洩電力が増大することになる。そこで、拡散変調
回路３−１，３−２の出力信号の帯域を帯域制限フィル
タ２３−１，２３−２で制限するものである。なお、帯
域制限フィルタとしては、ｃｏｓ（コサイン）ロールオ
フ・ナイキスト・フィルタ、ルート・コサイン・ロール
オフ・ナイキスト・フィルタ、ガウス・フィルタといっ
た特性を持つものを使用する。
【００５５】実施の形態６．図１２はこの発明の実施の
形態６によるＣＤＭＡ通信装置の構成を示すブロック図
であり、帯域制限フィルタ２３−１，２３−２を位相回
転回路１２の出力側に設けたもので、他の構成は図１１
に示す実施の形態５と同一構成で同一作用効果が得られ
るから、同一部分には同一符号を付して重複説明を省略
する。
形態６によるＣＤＭＡ通信装置の構成を示すブロック図
であり、帯域制限フィルタ２３−１，２３−２を位相回
転回路１２の出力側に設けたもので、他の構成は図１１
に示す実施の形態５と同一構成で同一作用効果が得られ
るから、同一部分には同一符号を付して重複説明を省略
する。
【００５６】実施の形態７．図１３はこの発明の実施の
形態７によるＣＤＭＡ通信装置の構成を示すブロック図
であり、帯域制限フィルタ２３−１，２３−２を加算回
路５−Ｉ，５−Ｑの出力側に設けたもので、他の構成は
図１１に示す実施の形態５と同一構成で同一作用効果が
得られるから、同一部分には同一符号を付して重複説明
を省略する。
形態７によるＣＤＭＡ通信装置の構成を示すブロック図
であり、帯域制限フィルタ２３−１，２３−２を加算回
路５−Ｉ，５−Ｑの出力側に設けたもので、他の構成は
図１１に示す実施の形態５と同一構成で同一作用効果が
得られるから、同一部分には同一符号を付して重複説明
を省略する。
【００５７】実施の形態８．以上の各実施の形態におい
ては、位相回転回路は予め規定された係数ｃｏｓθｋ、
係数ｓｉｎθを用いているが、これを外部より任意に可
変可能に構成することもできる。このように構成すれ
ば、チャネル数の変更に容易に対応することができる。
つまり、チャネル数の変更を自由に行うことができる。
ては、位相回転回路は予め規定された係数ｃｏｓθｋ、
係数ｓｉｎθを用いているが、これを外部より任意に可
変可能に構成することもできる。このように構成すれ
ば、チャネル数の変更に容易に対応することができる。
つまり、チャネル数の変更を自由に行うことができる。
【００５８】
【発明の効果】以上のように、請求項１記載の発明によ
れば、チャネル数ｎの送信データをチャネル毎にそれぞ
れ異なる拡散符号により拡散変調し、この拡散変調出力
信号のＩ・Ｑ座標上位置を９０°／ｎずつ回転させるよ
うに構成したので、電力増幅器の入力のピーク電力を低
減することができ、電力増幅器の非線形性の影響を受け
難くなり、電力増幅器の動作点をより飽和に近づけて効
率よく増幅することが可能となる。この結果、従来装置
と同じ効率とすれば、隣接チャネル漏洩電力を少なくで
きる効果がある。
れば、チャネル数ｎの送信データをチャネル毎にそれぞ
れ異なる拡散符号により拡散変調し、この拡散変調出力
信号のＩ・Ｑ座標上位置を９０°／ｎずつ回転させるよ
うに構成したので、電力増幅器の入力のピーク電力を低
減することができ、電力増幅器の非線形性の影響を受け
難くなり、電力増幅器の動作点をより飽和に近づけて効
率よく増幅することが可能となる。この結果、従来装置
と同じ効率とすれば、隣接チャネル漏洩電力を少なくで
きる効果がある。
【００５９】また、各ｃｈの拡散符号として互いに直交
した符号系列を用いれば、位相回転後にもｃｈおよびＩ
Ｑ間の干渉は生じず、しかも従来装置の振幅制限のよう
な非線形操作を伴わないため、受信特性は劣化しない等
の効果がある。
した符号系列を用いれば、位相回転後にもｃｈおよびＩ
Ｑ間の干渉は生じず、しかも従来装置の振幅制限のよう
な非線形操作を伴わないため、受信特性は劣化しない等
の効果がある。
【００６０】請求項２記載の発明によれば、チャネル数
ｎの送信データをチャネル毎にそれぞれ異なる拡散符号
により拡散変調し、この拡散変調出力信号を２以上のグ
ループに分け、そのグループごとの出力信号のＩ・Ｑ座
標上位置を９０°／グループ数ずつ回転させるように構
成したので、多チャネルにおいても容易に電力増幅器の
入力のピーク電力を低減することができ、前記と同様の
効果がある。
ｎの送信データをチャネル毎にそれぞれ異なる拡散符号
により拡散変調し、この拡散変調出力信号を２以上のグ
ループに分け、そのグループごとの出力信号のＩ・Ｑ座
標上位置を９０°／グループ数ずつ回転させるように構
成したので、多チャネルにおいても容易に電力増幅器の
入力のピーク電力を低減することができ、前記と同様の
効果がある。
【００６１】請求項３記載の発明によれば、拡散変調出
力信号の位相回転である９０°／ｎまたは９０°／グル
ープ数を任意に変更可能に構成したので、チャネル数の
変更に容易に対応することができる。つまり、チャネル
数の変更を自由に行うことができる効果がある。
力信号の位相回転である９０°／ｎまたは９０°／グル
ープ数を任意に変更可能に構成したので、チャネル数の
変更に容易に対応することができる。つまり、チャネル
数の変更を自由に行うことができる効果がある。
【００６２】請求項４記載の発明によれば、拡散変調出
力信号を帯域制限後に直交変調するように構成したの
で、拡散変調出力信号の帯域の広がりによる隣接チャネ
ル漏洩電力の増大を抑制できる効果がある。
力信号を帯域制限後に直交変調するように構成したの
で、拡散変調出力信号の帯域の広がりによる隣接チャネ
ル漏洩電力の増大を抑制できる効果がある。
【００６３】請求項５記載の発明によれば、チャネル数
ｎの送信データをチャネル毎にそれぞれ異なる拡散符号
により変調する拡散変調回路と、この拡散変調回路の拡
散変調出力信号のＩ・Ｑ座標上位置を９０°／ｎずつ回
転させる位相回転回路を有する構成としたので、電力増
幅器の入力のピーク電力を低減することができ、電力増
幅器の非線形性の影響を受け難くなり、電力増幅器の動
作点をより飽和に近づけて効率よく増幅することが可能
となる。この結果、従来装置と同じ効率とすれば、隣接
チャネル漏洩電力を少なくできる効果がある。
ｎの送信データをチャネル毎にそれぞれ異なる拡散符号
により変調する拡散変調回路と、この拡散変調回路の拡
散変調出力信号のＩ・Ｑ座標上位置を９０°／ｎずつ回
転させる位相回転回路を有する構成としたので、電力増
幅器の入力のピーク電力を低減することができ、電力増
幅器の非線形性の影響を受け難くなり、電力増幅器の動
作点をより飽和に近づけて効率よく増幅することが可能
となる。この結果、従来装置と同じ効率とすれば、隣接
チャネル漏洩電力を少なくできる効果がある。
【００６４】また、各ｃｈの拡散符号として互いに直交
した符号系列を用いれば、位相回転後にもｃｈおよびＩ
Ｑ間の干渉は生じず、しかも従来装置の振幅制限のよう
な非線形操作を伴わないため、受信特性は劣化しない等
の効果がある。
した符号系列を用いれば、位相回転後にもｃｈおよびＩ
Ｑ間の干渉は生じず、しかも従来装置の振幅制限のよう
な非線形操作を伴わないため、受信特性は劣化しない等
の効果がある。
【００６５】請求項６記載の発明によれば、チャネル数
ｎの送信データをチャネル毎にそれぞれ異なる拡散符号
により変調する拡散変調回路と、この拡散変調回路の拡
散変調出力信号を２以上のグループに分け、そのグルー
プごとの出力信号のＩ・Ｑ座標上位置を９０°／グルー
プ数ずつ回転させる位相回転回路を有する構成としたの
で、多チャネルにおいても容易に電力増幅器の入力のピ
ーク電力を低減することができ、前記と同様の効果があ
る。
ｎの送信データをチャネル毎にそれぞれ異なる拡散符号
により変調する拡散変調回路と、この拡散変調回路の拡
散変調出力信号を２以上のグループに分け、そのグルー
プごとの出力信号のＩ・Ｑ座標上位置を９０°／グルー
プ数ずつ回転させる位相回転回路を有する構成としたの
で、多チャネルにおいても容易に電力増幅器の入力のピ
ーク電力を低減することができ、前記と同様の効果があ
る。
【００６６】請求項７記載の発明によれば、拡散変調出
力信号の位相回転である９０°／ｎまたは９０°／グル
ープ数を任意に変更可能とした位相回転回路を有する構
成としたので、チャネル数の変更に容易に対応すること
ができる。つまり、チャネル数の変更を自由に行うこと
ができる効果がある。
力信号の位相回転である９０°／ｎまたは９０°／グル
ープ数を任意に変更可能とした位相回転回路を有する構
成としたので、チャネル数の変更に容易に対応すること
ができる。つまり、チャネル数の変更を自由に行うこと
ができる効果がある。
【００６７】請求項８記載の発明によれば、拡散変調出
力信号を２以上のグループに分け、そのグループごとの
出力のＩ・Ｑ座標上位置を９０°／グループ数ずつ回転
させる位相回転回路と、この位相回転回路の出力を加算
する加算回路とを有する構成としたので、多チャネルに
おいても容易に電力増幅器の入力のピーク電力を低減す
ることができる効果がある。
力信号を２以上のグループに分け、そのグループごとの
出力のＩ・Ｑ座標上位置を９０°／グループ数ずつ回転
させる位相回転回路と、この位相回転回路の出力を加算
する加算回路とを有する構成としたので、多チャネルに
おいても容易に電力増幅器の入力のピーク電力を低減す
ることができる効果がある。
【００６８】請求項９記載の発明によれば、拡散変調出
力信号を２以上のグループに分け、そのグループごとに
加算する加算回路と、この加算回路の出力信号のＩ・Ｑ
座標上位置を９０°／グループ数ずつ回転させる位相回
転回路とを有する構成としたので、多チャネルにおいて
も容易に電力増幅器の入力のピーク電力を低減すること
ができる効果がある。
力信号を２以上のグループに分け、そのグループごとに
加算する加算回路と、この加算回路の出力信号のＩ・Ｑ
座標上位置を９０°／グループ数ずつ回転させる位相回
転回路とを有する構成としたので、多チャネルにおいて
も容易に電力増幅器の入力のピーク電力を低減すること
ができる効果がある。
【００６９】請求項１０記載の発明によれば、拡散変調
出力信号の帯域を制限する帯域制限回路を有する構成と
したので、拡散変調出力信号の帯域の広がりによる隣接
チャネル漏洩電力の増大を抑制できる効果がある。
出力信号の帯域を制限する帯域制限回路を有する構成と
したので、拡散変調出力信号の帯域の広がりによる隣接
チャネル漏洩電力の増大を抑制できる効果がある。
【００７０】請求項１１記載の発明によれば、帯域制限
回路を位相回転回路の入力側に設けるように構成したの
で、拡散変調出力信号の帯域の広がりによる隣接チャネ
ル漏洩電力の増大を抑制できる効果がある。
回路を位相回転回路の入力側に設けるように構成したの
で、拡散変調出力信号の帯域の広がりによる隣接チャネ
ル漏洩電力の増大を抑制できる効果がある。
【００７１】請求項１２記載の発明によれば、帯域制限
回路を位相回転回路の出力側に設けるように構成したの
で、拡散変調出力信号の帯域の広がりによる隣接チャネ
ル漏洩電力の増大を抑制できる効果がある。
回路を位相回転回路の出力側に設けるように構成したの
で、拡散変調出力信号の帯域の広がりによる隣接チャネ
ル漏洩電力の増大を抑制できる効果がある。
【００７２】請求項１３記載の発明によれば、帯域制限
回路を加算回路の出力側に設けるように構成したので、
拡散変調出力信号の帯域の広がりによる隣接チャネル漏
洩電力の増大を抑制できる効果がある。
回路を加算回路の出力側に設けるように構成したので、
拡散変調出力信号の帯域の広がりによる隣接チャネル漏
洩電力の増大を抑制できる効果がある。
【図１】 この発明の実施の形態１によるＣＤＭＡ通信
装置の構成を示すブロック図である。
装置の構成を示すブロック図である。
【図２】 位相回転回路の構成を示すブロック図であ
る。
る。
【図３】 位相回転回路の動作説明図である。
【図４】 従来装置と実施の形態１による拡散変調回路
の出力信号の加算状態を対比説明する図である。
の出力信号の加算状態を対比説明する図である。
【図５】 従来装置と実施の形態１による装置における
２チャネルの加算状態の対比テーブルである。
２チャネルの加算状態の対比テーブルである。
【図６】 従来装置と実施の形態１による装置における
２チャネルの加算状態のＩＱ座標上における出力信号位
置を示す図である。
２チャネルの加算状態のＩＱ座標上における出力信号位
置を示す図である。
【図７】 この発明の実施の形態２によるＣＤＭＡ通信
装置の構成を示すブロック図である。
装置の構成を示すブロック図である。
【図８】 従来装置と実施の形態２による装置における
３チャネルの加算状態のＩＱ座標上における出力信号位
置を示す図である。
３チャネルの加算状態のＩＱ座標上における出力信号位
置を示す図である。
【図９】 この発明の実施の形態３によるＣＤＭＡ通信
装置の構成を示すブロック図である。
装置の構成を示すブロック図である。
【図１０】 この発明の実施の形態４によるＣＤＭＡ通
信装置の構成を示すブロック図である。
信装置の構成を示すブロック図である。
【図１１】 この発明の実施の形態５によるＣＤＭＡ通
信装置の構成を示すブロック図である。
信装置の構成を示すブロック図である。
【図１２】 この発明の実施の形態６によるＣＤＭＡ通
信装置の構成を示すブロック図である。
信装置の構成を示すブロック図である。
【図１３】 この発明の実施の形態７によるＣＤＭＡ通
信装置の構成を示すブロック図である。
信装置の構成を示すブロック図である。
【図１４】 従来のＣＤＭＡ通信装置の構成を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図１５】 複数チャネルの多重化説明図である。
【図１６】 直交変調回路の構成を示すブロック図であ
る。
る。
【図１７】 入力に対する出力，効率，通過位相の特性
図である。
図である。
【図１８】 周波数に対する電力増幅器出力信号のスペ
クトル図である。
クトル図である。
【図１９】 従来の他のＣＤＭＡ通信装置の構成を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
３−１〜３−ｎ 拡散変調回路、５−Ｉ，５−Ｑ，１５
−１〜１５−３ 加算回路、８ 直交変調回路、１０
電力増幅器（電力増幅回路）、１２，１３−１〜１３−
ｎ，１４−１〜１４−４，１６−１，１６−２ 位相回
転回路、２３−１，２３−２ 帯域制限フィルタ（帯域
制限回路）。
−１〜１５−３ 加算回路、８ 直交変調回路、１０
電力増幅器（電力増幅回路）、１２，１３−１〜１３−
ｎ，１４−１〜１４−４，１６−１，１６−２ 位相回
転回路、２３−１，２３−２ 帯域制限フィルタ（帯域
制限回路）。
Claims (13)
- 【請求項１】 チャネル数ｎの送信データをチャネル毎
にそれぞれ異なる拡散符号により拡散変調し、この拡散
変調出力信号をＩ成分とＱ成分毎に加算し、この加算出
力信号を直交変調後、電力増幅して送信するＣＤＭＡ通
信方法において、前記拡散変調出力信号のＩ・Ｑ座標上
の位相位置を９０°／ｎずつ回転させることを特徴とす
るＣＤＭＡ通信方法。 - 【請求項２】 チャネル数ｎの送信データをチャネル毎
にそれぞれ異なる拡散符号により拡散変調し、この拡散
変調出力信号をＩ成分とＱ成分毎に加算し、この加算出
力信号を直交変調後、電力増幅して送信するＣＤＭＡ通
信方法において、前記拡散変調出力信号を２以上のグル
ープに分け、そのグループごとの出力信号のＩ・Ｑ座標
上の位相位置を９０°／グループ数ずつ回転させること
を特徴とするＣＤＭＡ通信方法。 - 【請求項３】 ９０°／ｎまたは９０°／グループ数を
任意に変更可能としたことを特徴とする請求項１または
請求項２記載のＣＤＭＡ通信方法。 - 【請求項４】 拡散変調出力信号は帯域制限後に直交変
調することを特徴とする請求項１または請求項２記載の
ＣＤＭＡ通信方法。 - 【請求項５】 チャネル数ｎの送信データをチャネル毎
にそれぞれ異なる拡散符号により変調する拡散変調回路
と、この拡散変調回路の出力信号をＩ成分とＱ成分毎に
加算する加算回路と、この加算回路の出力信号を直交変
調する直交変調回路と、この直交変調回路の出力信号を
増幅して送信する電力増幅回路とを有するＣＤＭＡ通信
装置において、前記拡散変調出力信号のＩ・Ｑ座標上の
位相位置を９０°／ｎずつ回転させる位相回転回路を備
えたことを特徴とするＣＤＭＡ通信装置。 - 【請求項６】 チャネル数ｎの送信データをチャネル毎
にそれぞれ異なる拡散符号により変調する拡散変調回路
と、この拡散変調回路の拡散変調出力信号をＩ成分とＱ
成分毎に加算する加算回路と、この加算回路の出力信号
を直交変調する直交変調回路と、この直交変調回路の出
力信号を増幅して送信する電力増幅回路とを有するＣＤ
ＭＡ通信装置において、前記拡散変調出力信号を２以上
のグループに分け、そのグループごとの出力信号のＩ・
Ｑ座標上の位相位置を９０°／グループ数ずつ回転させ
る位相回転回路を備えたことを特徴とするＣＤＭＡ通信
装置。 - 【請求項７】 ９０°／ｎまたは９０°／グループ数を
任意に変更可能とした位相回転回路を備えたことを特徴
とする請求項５または請求項６記載のＣＤＭＡ通信装
置。 - 【請求項８】 拡散変調出力信号を２以上のグループに
分け、そのグループごとの出力信号のＩ・Ｑ座標上の位
相位置を９０°／グループ数ずつ回転させる位相回転回
路と、この位相回転回路の出力を加算する加算回路とを
備えたことを特徴とする請求項５または請求項６記載の
ＣＤＭＡ通信装置。 - 【請求項９】 拡散変調出力信号を２以上のグループに
分け、そのグループごとに加算する加算回路と、この加
算回路の出力信号のＩ・Ｑ座標上の位相位置を９０°／
グループ数ずつ回転させる位相回転回路とを備えたこと
を特徴とする請求項５または請求項６記載のＣＤＭＡ通
信装置。 - 【請求項１０】 拡散変調出力信号の帯域を制限する帯
域制限回路を備えたことを特徴とする請求項１、２、
５、６のうちのいずれか１項記載のＣＤＭＡ通信装置。 - 【請求項１１】 帯域制限回路を位相回転回路の入力側
に設けたことを特徴とする請求項１０記載のＣＤＭＡ通
信装置。 - 【請求項１２】 帯域制限回路を位相回転回路の出力側
に設けたことを特徴とする請求項１０記載のＣＤＭＡ通
信装置。 - 【請求項１３】 帯域制限回路を加算回路の出力側に設
けたことを特徴とする請求項１０記載のＣＤＭＡ通信装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14563997A JP3093679B2 (ja) | 1997-06-03 | 1997-06-03 | Ｃｄｍａ通信方法およびｃｄｍａ通信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14563997A JP3093679B2 (ja) | 1997-06-03 | 1997-06-03 | Ｃｄｍａ通信方法およびｃｄｍａ通信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10336151A true JPH10336151A (ja) | 1998-12-18 |
| JP3093679B2 JP3093679B2 (ja) | 2000-10-03 |
Family
ID=15389672
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14563997A Expired - Lifetime JP3093679B2 (ja) | 1997-06-03 | 1997-06-03 | Ｃｄｍａ通信方法およびｃｄｍａ通信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3093679B2 (ja) |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2000013360A1 (fr) * | 1998-08-28 | 2000-03-09 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Dispositif de communication et procede de commande de puissance de crete |
| WO2001041386A1 (en) * | 1999-11-30 | 2001-06-07 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for rotating the phase of a complex psk signal |
| JP2002026873A (ja) * | 2000-07-12 | 2002-01-25 | Toyo Commun Equip Co Ltd | 自己相補系列を用いた直接拡散型相補系列繰返し変調形櫛の歯状スペクトル通信方式 |
| KR100354337B1 (ko) * | 1999-12-04 | 2002-09-28 | 한국과학기술원 | 대역 확산 통신 방식에서의 확산 변조 방식을 이용한송수신방식 및 송수신장치 |
| JP2002536864A (ja) * | 1999-01-28 | 2002-10-29 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | Ｃｄｍａ通信におけるピーク・平均率を減少させる装置及び方法 |
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| US7031289B1 (en) | 1998-12-17 | 2006-04-18 | Nec Corporation | Control of amplitude level of baseband signal to be transmitted on the basis of the number of transmission codes |
| KR100790140B1 (ko) * | 2001-03-23 | 2007-12-31 | 삼성전자주식회사 | 3차원 디지털 변조 및 복조 장치 및 방법 |
| JP2011061384A (ja) * | 2009-09-08 | 2011-03-24 | Toshiba Corp | 直交変調器、および送信装置 |
-
1997
- 1997-06-03 JP JP14563997A patent/JP3093679B2/ja not_active Expired - Lifetime
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|---|---|---|---|---|
| WO2000013360A1 (fr) * | 1998-08-28 | 2000-03-09 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Dispositif de communication et procede de commande de puissance de crete |
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| JP2014209735A (ja) * | 1999-11-30 | 2014-11-06 | クゥアルコム・インコーポレイテッドＱｕａｌｃｏｍｍ Ｉｎｃｏｒｐｏｒａｔｅｄ | 複素ｐｓｋ信号の位相を回転するための方法および装置 |
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| KR100354337B1 (ko) * | 1999-12-04 | 2002-09-28 | 한국과학기술원 | 대역 확산 통신 방식에서의 확산 변조 방식을 이용한송수신방식 및 송수신장치 |
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|---|---|
| JP3093679B2 (ja) | 2000-10-03 |
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