JP2012060663A - 複素ｐｓｋ信号の位相を回転するための方法および装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 複素ＰＳＫ信号の位相を回転するための方法および装置。
【解決手段】 位相シフトキーイング変調を使用している応用において、この中に開示されているように、変調器出力電力を最大とするために変調波変調に先立って、信号ベクトルの配置を回転するために、位相回転器（２００、２０２）が用いられている。このような回転器（２００、２０２）は、ディジタル領域（バイナリ値あるいは多元値成分の何れかを有している複素信号に対して）あるいはアナログ領域において応用されることができる。
【選択図】 図７

Description

本発明は、信号処理に関する。より詳細には、本発明は、無線通信に適用される信号処理に関する。

拡散スペクトル通信技術は、雑音に対する強さ、低い送信電力、そして低い傍受確率を提供する。これらの理由から拡散スペクトル技術の初期の開発の多くは、軍の研究者によって行われた。しかし最近は、この技術の利点はさらに民生用途、最も顕著なのは新しいディジタルセルラ電話システムに対する応用、の増加を招いてきた。

単一のチャネル上に多重化された個々の信号をサポートする通信システムは、受信機において識別可能な種々の信号を作成するための何らかの技術を使用しなければならない。時間分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）システムにおいては、個々の信号は時間圧縮され、時間スペースにおいてそれらが直交する（そしてしたがって分離できる）ように、重複しない間隔で送信される。周波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）システムにおいては信号は帯域制限され、周波数スペースにおいて直交するような重複しないサブチャネル内で送信される。符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）システムにおいては、信号は符号スペースにおいてそれらが直交するように直交符号系列による変調を通して拡散され、受信機において互いに識別可能であることを保ちつつ、同時に同じチャネルを越えて送信されるであろう。

大部分の他の通信技術は、搬送波信号を一つあるいはそれ以上のデータ信号のみで変調するのに対して、拡散スペクトル技術はまた搬送波を擬似ランダム雑音（pseudorandom noise）または「擬似雑音（pseudonoise）」（ＰＮ）信号で変調する。これらのＰＮ信号は、最小の相互相関を有するように選定され、そしてそれらの特性および発生はより詳細に、たとえば、現代通信システム：原理および応用、Ｌｅｏｎ Ｗ．Ｃｏｕｃｈ III、Ｐｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌｌ、１９９５、ｐｐ．３８１−８３、および、ＣＤＭＡ第２章：拡散スペクトル通信の原理、Ａｎｄｒｅｗ Ｊ．Ｖｉｔｅｒｂｉ、Ａｄｄｉｓｏｎ−Ｗｅｓｌｅｙ、１９９５において論じられている。拡散スペクトルシステムの周波数ホッピング変形例においては、個々の瞬間におけるＰＮ信号の値が送信される信号の周波数を決定し、このようにして信号のスペクトルが拡散する。直接系列拡散スペクトル（ＤＳＳＳ）変形例においては、ＰＮ信号のビットレート（「チップレート」と呼ばれる）は情報信号のビットレートよりも高く選定され、搬送波が両信号によって変調された場合そのスペクトルが拡散する。

そこで、ＣＤＭＡ ＤＳＳＳシステムにおいては、それぞれ個々の信号はデータ信号および、すべての他のユーザーに割り当てられたＰＮ信号に少なくともほぼ直交する、あらかじめ設定された周期の擬似雑音（ＰＮ）信号によって変調され、したがって他のユーザーの信号から識別可能としながら信号のスペクトルを拡散している。拡散および搬送波への変調に先立って、データ信号は典型的には、たとえばデータの冗長度を増し、そして受信機において誤りの訂正を可能とするように計画された、種々の符号化およびインタリーブ操作を受ける。データ信号はまた、盗聴者に対する特別な防護を与えるために暗号化されるかも知れない。拡散スペクトル通信システムにおけるＣＤＭＡ信号の生成は、１９９２年４月７日に提出された、“ＣＤＭＡセルラ電話システムにおける信号波形発生のためのシステムおよび方法”と題する、そして本発明の譲渡人に譲渡された、米国特許５，１０３，４５９の中に開示されている。

ベースバンドデータ信号をＲＦ搬送波に変調するための種々の方式が存在する。これらの方式は、典型的には、搬送波の同相（Ｉ）および直交（Ｑ）成分の一つ、あるいは両方に関する振幅、位相、そして／あるいは周波数を、何れかの個々の瞬間に送信されるべきデータ記号に従って変化させることによって動作する。たとえば、ＣＤＭＡ ＤＳＳＳシステムは、通常、搬送波成分の位相状態が転送されつつあるデータ記号に対応する、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）の変形例を用いている。位相シフトキーイング変調はまたさらに多くの非ＣＤＭＡおよび非ＤＳＳＳ応用にも使用されるであろう。

バイナリＰＳＫ（ＢＰＳＫ）変調を用いているシステムの一例においては、基準位相状態（位相０を定義している）から１８０度異なった第２の位相状態（すなわち０からπラジアン離れた位相シフト）への搬送波の変位が、データ記号０からデータ記号１への変位を示すのに用いられるであろう。０に戻るπラジアンの逆の位相シフトは、今度はデータ記号１からデータ記号０への変位を示すのに用いられるであろう。これらの変位の間で、搬送波の位相はデータ記号０が送信されているか（位相０）、あるいは代わりにデータ記号１であるか（位相πラジアン）のどちらであるかを示す。

帯域幅に対するデータレートの改善された比は、データ記号が、ＩおよびＱ成分の両者について１８０度シフトに符号化される、直交ＰＳＫ（ＱＰＳＫ）変調を用いることにより得られる。この方式は、すべての記号変位において１８０度の最大搬送波位相シフトとなる。オフセットＱＰＳＫ（ＯＱＰＳＫ）と呼ばれるＱＰＳＫの変形例は、ＩおよびＱ成分間の記号変位を時間によって変動させ、それによって搬送波内の最大瞬間的位相シフトを９０度に減少している。上述のそしてその他のＰＳＫ変調の変形例が当業界においてよく知られている。

位相を有する複素信号を受信し、位相を有する他の複素信号を出力する装置が記述される。これら複素信号のそれぞれは、第１および第２の成分を有している。出力信号の第１の成分は、入力信号の成分の差であり、出力信号の第２の成分は、入力信号の成分の和であり、そして出力信号の位相角は、入力信号の位相角に比較されて回転される。

図１は、ＯＱＰＳＫ拡散変調器のブロック線図である。 図２は、複素乗算器のブロック線図である。 図３は、１対のＤＡＣにより生成された複素アナログ信号の、出力スペースの例を示している。 図４は、直交変調器のブロック線図である。 図５は、バイナリ入力を受信するための、複素乗算器の回路線図である。 図６Ａは、複素データ信号に関する配置を示す。図６Ｂは、図５に従って複素乗算器を通過した後の、図６Ａの信号に関する配置を示す。 図７は、本発明の第１の実施例に従う位相回転器の回路線図である。 図８は、本発明の第２の実施例に従う位相回転器を含む、バイナリ入力を受信するためのＱＰＳＫ拡散変調器のブロック線図である。 図９Ａは、複素アナログ信号に関する配置を示す。図９Ｂは、回転された信号から生成された、複素アナログ信号に関する配置を示す。 図１０は、本発明の第２の実施例に従う位相回転器の動作を記述するフローチャートである。 図１１は、本発明の第２の実施例に従う位相回転器の回路線図である。 図１２は、本発明の実施例に従う位相回転器を含む、ＯＱＰＳＫ拡散変調器のブロック線図である。 図１３Ａは、入力信号から生成された複素アナログ信号に関する配置を示す。図１３Ｂは、図１０Ａの入力信号の振幅の、（√２）／２倍の振幅を有している入力信号から生成された、複素アナログ信号に関する配置を示す。図１３Ｃは、図１０Ｂの入力信号の回転から生成された、複素アナログ信号に関する配置を示す。 図１４は、１対のＤＡＣによって生成された複素アナログ信号の、出力スペースの一例を示す。 図１５は、本発明の実施例に従う位相回転器を含む、ＯＱＰＳＫ拡散変調器のための、代わりの構成のブロック線図である。 図１６は、アナログ領域に応用した本発明の実施例に従う位相回転器を含むＯＱＰＳＫ拡散変調器のブロック線図である。 図１７は、本発明の第３の実施例に従う位相回転器の回路線図である。 図１８は、本発明の第４の実施例に従う位相回転器の回路線図である。

図１は、ＣＤＭＡセルラ電話のようなＤＳＳＳ送信機に適合する、ＯＱＰＳＫ拡散変調器のブロック線図を示している。この例においては、データ信号１０ａおよび１０ｂは、複素データ信号（たとえば実および虚成分）の２個の実数値の成分を示すディジタル信号であり、ＰＮ符号２０ａおよび２０ｂは、予め設定された周期の複素拡散信号の２個の実数値の成分を示す（たとえば実および虚成分）ディジタル信号であり、そしてこれら４個のディジタル入力信号のそれぞれは、１個あるいはそれ以上のバイナリ値化された信号ラインを含んでいる（すなわちそれぞれの信号ラインはいかなる与えられた瞬間においても、０あるいは１の値を搬送している）。

複素乗算器１００は、上述の２個の複素信号を受信し、そして実成分３０ａおよび３０ｂを有している複素積信号（complex product signal）を生成する。図２は、４個の実数乗算器１８０ａ〜ｄ、および２個の実数加算器１９０ａおよび１９０ｂを含む、複素乗算器１００に適した回路のブロック線図を示している。この回路の出力信号３０ａおよび３０ｂは、それぞれ
Ｉ積３０ａ（I product 30a）＝（Ｉデータ１０ａ×Ｉ ＰＮ符号２０ａ）−（Ｑデータ１０ｂ×Ｑ ＰＮ符号２０ｂ）、
（１ａ）
Ｑ積３０ｂ(Q product 30b)＝（Ｉデータ１０ａ×Ｑ ＰＮ符号２０ｂ）＋（Ｑデータ１０ｂ×Ｉ ＰＮ符号２０ａ）、
（１ｂ）
で表現されるであろう。

従って、複素乗算器１００によって出力される複素積信号は、複素表記法で
複素積＝Ｉ積３０ａ＋（ｊ×Ｑ積３０ｂ）、
として表現されるであろう。

ここでｊは−１の平方根である。あるいはベクトル表記法で

として表現されるであろう。

ここで

は振幅であり、そして
ψ＝ｔａｎ^−１（Ｑ積３０ｂ／Ｉ積３０ａ）
は複素積の位相角である。

若干の応用には利得係数もまた用いられる。たとえば、複素乗算器に入力されたＩ成分に、ある利得係数が適用されるかも知れず、一方Ｑ入力成分に異なった利得係数が適用される。他の実施例においては、それぞれの入力成分に同じ利得係数が適用されるかもしれず、あるいは、利得係数が代わりに出力成分に適用されるかも知れない。

もしもＯＱＰＳＫ変調が必要とされれば、ディジタル信号経路の一つに遅延が挿入されるであろう。たとえば図１は、Ｑ積信号３０ｂ(Ｑ product signal ３０ｂ)の経路に、この目的のために如何にオフセット遅延ブロック１１０が挿入されるかを示している。もしもこのようなオフセットが必要なければ（すなわちもしもＱＰＳＫ変調が必要であれば）、オフセット遅延ブロック１１０は省略されてもよい（すなわち短絡される）。

信号の濾波（たとえばスペクトルのあるいはパルスシェーピングのための）はまた、１個あるいはそれ以上のアナログおよびディジタル信号経路に沿って行われるかも知れない。たとえば、ベースバンド濾波器１１５ａおよび１１５ｂは、図１に示されるようにＤＡＣ１２０ａおよび１２０ｂそれぞれに入力されるディジタルベースバンド信号を濾波するのに使用されるかも知れない。

ＤＡ変換器（ＤＡＣ）１２０ａおよび１２０ｂはそれぞれ送信されるべき複素ディジタル信号の一つの成分を受信しそして対応するアナログ信号成分を出力し、ここで、出力されるアナログ信号成分（図１における信号５０ａあるいは５０ｂ）の振幅は入力されたディジタル信号成分（図１における信号３０ａおよび３０ｂそれぞれ）の値に対応する。一例において、それぞれのＤＡＣ１２０の出力範囲は２^ｎステップに等しい大きさを有し、入力されたディジタル信号の最大および最小値はそれぞれDCのＲ−１ステップ上そしてＲステップ下にある出力アナログ値に写像（map）される（ここでｎは入力されたディジタル信号の、ビットで表した幅であり、そしてＲは、２^ｎ／２に等しい）。図３は、この例においてＤＡＣ１２０ａおよび１２０ｂによって生成される、複素アナログ信号の出力スペースを示している。そしてここでは、ＤＡＣ１２０ａの出力はＩ軸に対して写像され、ＤＡＣ１２０ｂの出力はＱ軸に対して写像されており、そして破線２５０は、複素平面におけるこのスペースの限界を示している。なんらかのＤＣオフセットが必要により除去されあるいは補われる限り、いかなる適切な入力−出力写像も用いることができることに留意すべきであり、例えば、代わりにディジタル入力の最小および最大値はアナログ値の０および２^ｎ−１に写像することができる。同様に、一方あるいは双方のＤＡＣの出力範囲におけるステップの大きさの関係は、上述のように均一なものの代わりに、線形、対数的、あるいは若干の他の数列の形態に従ってもよい。

アナログ信号成分５０ａおよび５０ｂは、変調された搬送波６０を生成するために、ＲＦ変調器１３０において、ＲＦ搬送波の上に変調される。図４は、搬送波発振器１６０、ミクサ１４０ａおよび１４０ｂ、９０度位相シフタ１５０、および加算器１７０を含むＲＦ変調器１３０のために適切な回路のブロック線図を示している。この例においては、変調された搬送波６０は
変調された搬送波６０＝
（Ｉアナログ信号５０ａ×ｃｏｓω_ｃｔ）＋（Ｑアナログ信号５０ｂ×ｓｉｎω_ｃｔ ）、 （２）として表現することができる。

ここでω_ｃは、発振器１６０により生成された搬送波信号の角周波数（ラジアン／秒）を示し、そしてｔは時刻（秒）を示す。

入力信号１０ａ、１０ｂ、２０ａ、および２０ｂがすべてバイナリ値（ここではそれぞれ１２ａ、１２ｂ、２２ａ、２２ｂと名付ける）である特殊な場合、図５における変調器は、入力信号の０および１の値がそれぞれ＋１および−１のアナログ値を表している（すなわち各入力信号が、ポーラーノンリターンツーゼロ (polar non-return-to-zero)すなわちＮＲＺ(non-return-to-zero)記号ストリームを表している）複素乗算器１００の適切な実施１０２のための回路線図を含む。この複素乗算器の実施は、４個のＸＯＲゲート２２０ａ−ｄおよび２個の４ツー１、２ビット幅のマルチプレクサ２３０ａおよび２３０ｂを含む。乗算器１０２の出力において、２ビット幅のディジタル積信号３２ａおよび３２ｂのとりうる値（信号３０ａおよび３０ｂにそれぞれ対応している）は、それぞれアナログ値０、＋１、および−１を表す、００、０１、１１である。表１は、入力信号１２ａ、１２ｂ，２２ａ、および２２ｂのとりうる値と、対応する積信号３２ａおよび３２ｂの値を、これらの信号が表すアナログ値（括弧内）とともに示している。積信号３２ａおよび３２ｂを記述している表現は、上述の表現（１ａ）および（１ｂ）を、一定した利得係数０．５を含むように一部変更することにより得られる。

Ｉ積３２ａ（I product 32a）＝０．５×［（Ｉデータ１２ａ×Ｉ ＰＮ符号２２ａ）−（Ｑデータ１２ｂ×Ｑ ＰＮ符号２２ｂ）］
Ｑ積３２ｂ（Q product 30b）＝０．５×［（Ｉデータ１２ａ×Ｑ ＰＮ符号２２ｂ）＋（Ｑデータ１２ｂ×Ｉ ＰＮ符号２２ａ）］

図６Ａは、入力信号成分対１２ａおよび１２ｂ、そして２２ａおよび２２ｂによって表された複素信号における、とりうる信号ベクトルに関する配置（constellation）を示しており、そしてそこに各信号ベクトルが、点Ｐ１Ｄ、Ｐ３Ｄ、Ｐ５Ｄ、およびＰ７Ｄの中の一つによって表されている。図６Ｂは、積信号３２ａおよび３２ｂによって表された複素信号における、とりうる信号ベクトルに関する配置を示しており、そしてそこに各信号ベクトルが、点Ｐ２Ｄ、Ｐ４Ｄ、Ｐ６Ｄ、およびＰ８Ｄの中の一つによって表されている。これら二つの図形を比較することによって、複素乗算の一つの効果が配置を４５度回転させることにあることが分かるであろう。図９Ａは、ＤＡＣ１２０ａおよび１２０ｂそれぞれにより、ディジタル入力信号３２ａおよび３２ｂにしたがって生成されたものとして、アナログ信号成分５２ａおよび５２ｂを含む複素信号におけるとりうる信号ベクトルの配置を示している（この例においては、われわれは、ＤＡＣ１２０ａおよび１２０ｂは、ディジタル入力値＋１および−１をアナログ出力値（Ｒ−１）および−（Ｒ−１）それぞれに歪なしに写像すると仮定している）。

図７に示されるように、本発明の第１の実施例に従って位相回転器２００は、複素入力信号（たとえば、信号３１０ａは実成分を表し、信号３１０ｂは虚成分を表す、あるいはその逆）の実数値化された成分である二つの入力信号３１０ａおよび３１０ｂを受信する。加算器２１０ａおよび２１０ｂは、複素出力信号の一つの実成分３２０ａが入力信号成分３１０ａおよび３１０ｂの差であるように、そして複素出力信号の他の実成分３２０ｂが信号３１０ａおよび３１０ｂの和であるように配置されている。もしも入力信号３１０ａおよび３１０ｂをそれぞれＩおよびＱと名付けるならば、そこで出力信号３２０ａおよび３２０ｂは、 出力信号３２０ａ＝Ｉ−Ｑ、
出力信号３２０ｂ＝Ｉ＋Ｑ
として表される。２個のベクトルＡおよびＢの間の角度θに関するよく知られた公式を適用することによって、

となる。ここで＜・＞はベクトルドット積を示し、＜｜・｜＞はベクトルノルムを示す。われわれは、成分３１０ａおよび３１０ｂを有する複素入力信号および、成分３２０ａおよび３２０ｂを有する複素出力信号間の角度αは、

であることを見いだしている。
図８は、図５に示した変調器の一部変更されたバージョンを示しており、そこでは本発明の第２の実施例に従って、位相回転器２０２は複素乗算器１０２から複素積信号（成分３２ａおよび３２ｂを含む）を受信し、複素回転された積信号（成分３２ａｒおよび３２ｂｒを含む）をＤＡＣ１２０ａおよび１２０ｂに出力する。図９Ｂは、ディジタル入力信号３２ａｒおよび３２ｂｒに応じて（上記の図９Ａの記述におけると同様のマッピングで）ＤＡＣ１２０ａおよび１２０ｂそれぞれにより生成されたとして、アナログ信号成分５４ａおよび５４ｂを含む複素信号におけるとりうる信号ベクトルの配置を示している。

図９Ａおよび９Ｂを比較することにより、当業界における通常の熟練者は、バンドパス波形の平均電力は信号ベクトルの振幅の２乗に比例することから、図９Ｂにおける変調された搬送波６４の平均電力は、図９Ａにおける変調された搬送波６２の平均電力の２倍であろうことを認めるであろう。図９Ｂの配置は、データ信号１２ａおよび１２ｂ、そして複素乗算前のＰＮ符号２２ａおよび２２ｂのとりうる信号ベクトルを示している、図６Ａの配置に似ていることに留意すべきである。複素乗算の実施に起因する回転に対する補償においては、その結果、位相回転器の適用が結果として生じる変調された搬送波の電力を２倍に増加させている。図１０は、本発明の第２の実施例に従ってどのようにして、3値化された（ｔｅｒｎａｒｙ−ｖａｌｕｅｄ）信号３２ａおよび３２ｂに対して実行された、試験Ｐ３４０の論理動作およびマッピング機能Ｐ３５０およびＰ３６０を経て、位相回転器２０２が実施されるかの一例を示している。図１１は、インバータ４１０、２個のマルチプレクサ４２０ａおよび４２０ｂ、そしてもしも入力信号がノンゼロであればバイナリのロー、あるいは‘０’信号を、そしてもしも入力が０であればバイナリのハイ、あるいは‘１’信号を出力するゼロコンパレータ４３０を有する回路を用いて、いかにして位相回転器２０２が実施されるかを示している。

より一般的な場合においては、本発明の第１の実施例に従って位相回転器２００は、図５の変調器におけるようにＤＡＣに入力されたディジタル信号の値が、たとえば−１、０、および＋１に限定されるか否かを顧慮せずに、図１２に示されるように図１の変調器の複素信号経路に挿入されるであろう。たとえば、いくつかの実在するそして提案されたＣＤＭＡ方式においては、ＩおよびＱデータ信号は、異なったデータレートで信号に適用されている、異なった利得係数比を有する、それぞれトラフィックおよび制御信号を表すかも知れない。これらの方式は、通信機械工業会（ＴＩＡ）、Ａｒｌｉｎｇｔｏｎ、ＶＡ．により刊行された、ｃｄｍａ２０００（ＩＳ−２０００としてもまた知られている）規格文書‘ｃｄｍａ２０００拡散スペクトルシステムに関するフィジカルレイヤ規格’（文書参照番号ＴＲ４５／ＰＮ−４４２８、ＩＳ−２００２−２として刊行される）における、２．１．２．３．３．２節（‘無線受信機構成３、４、５、あるいは６を有する逆方向トラフィックチャネルに対する符号チャネル出力電力’）、そしてまたその中に参照されている表２．１．２．３．３．２−１（‘逆方向リンク公称属性利得表（Ｒｅｖｅｒｓｅ Ｌｉｎｋ Ｎｏｍｉｎａｌ Ａｔｔｒｉｂｕｔｅ Ｇａｉｎ Ｔａｂｌｅ）’）に定義されている種々のものを含んでいる。このような応用においては、ＩおよびＱデータ信号は、１個あるいはそれ以上の濾波器、そして／あるいは位相回転器２００に達するに先立って利得ステージを通過することができる。その結果、たとえデータ信号がバイナリ値であっても、位相回転器に入力されるディジタル信号はもはやバイナリ値ではないかもしれず、あるいは3値ですらないかも知れない。そしてこれらのとりうる信号ベクトルの配置は、もはやＩおよびＱ軸に沿って位置してはいないかも知れない。

より一般的に、本発明の実施例に従って、位相回転器は１個あるいはそれ以上のＤＡＣとともに、必要な信号電力が、ＤＡＣが飽和している可能性が減少している期間中維持されうるように用いられるかも知れない。このような使用の一例においては、図３に示された出力スペースを有しているＤＡＣの対（前述のＤＡＣ１２０ａおよび１２０ｂのような）を用いることによって、Ｒ−１に近い電力Ｐをもった複素出力信号を得ることが望まれる。図１３Ａは、図６Ｂ（そこに打点されたボックスは図３におけるように、ＤＡＣの出力スペースの限度を示している）に示された配置を有している複素入力信号から生起されたので、実質的にＲ−１に等しい電力を有している出力信号の配置を示している。この出力信号は電力の要求を満たしているが、ＤＡＣは飽和に向かっており、そして出力信号のスペクトルはその結果劣化しているかも知れない。

複素入力信号をそれがＤＡＣに到達するに先立ち回転することによって、スペクトルの劣化を避けながら、同じ電力を有している出力信号が得られるであろう。この方式は、入力信号の振幅を√２の割合で減らすことによって、そしてまたＤＡＣに入力するに先立って信号を位相回転することによって、応用することができる。図１３Ｂは、回転なしにこの信号をＤＡＣに入力することが、どのようにして出力信号が（Ｒ−１）／√２の振幅をもつ原因となるかを示している。信号が回転された後、ＤＡＣの出力は図１３Ｃに示されているようになる。図１３Ａにおけるようにして、希望する電力Ｒ−１の信号が得られる一方で、この場合ＤＡＣのダイナミックレンジは、飽和およびスペクトル劣化の危険性が非常に減少するように、より効率的に使用される。他の実施例においては、位相回転器はこのような振幅補償を実行する能力を内部的に含むかも知れない。

上述のような位相回転の利点は、すべての可能な入力信号に対しては得られないかも知れないことは留意すべきである。とくに信号ベクトルは、もしも回転が組み合わせ｛０、π／２、π、あるいは３π／２ラジアン｝の中の一つに近い、その位相角をもたらすであろうときは、電力の減少を受けるであろう（あるいは代わりに飽和に近いＤＡＣをもたらすかもしれない）。

例として図１４は、上述のようなＤＡＣ１２０ａおよび１２０ｂの特性を有しているＤＡＣの対が生起した、複素アナログ信号の出力スペース２５０を示している。この図において領域Ａ−Ｄは、（２ｈ＋１）π／８ラジアンの位相角を有する射出形のものによって囲まれており、ここでｈは０から７の整数である。領域Ａ−Ｄの一つの中に最初存在した信号ベクトルに４５度（π／４ラジアン）の回転を与えることは、ベクトルが領域の外側に移動し、ＩあるいはＱ軸に近接し、したがってその電力を減少し、そしてまたＤＡＣの出力スペースの限度近くにベクトルをもってくる原因となることが分かるであろう。ベクトルの位相角はｔａｎ^−１（Ｑ／Ｉ）として表されるので、Ｑデータ信号の振幅の、Ｉデータ信号の振幅に対する比は、範囲（ｔａｎπ／８−ｔａｎ３π／８）あるいは範囲（ｔａｎ５π／８−ｔａｎ７π／８）の何れの中にも存在しないであろう結果となる。

位相回転は線形動作であるので、本発明の実施例に従って位相回転器はいかなる点においても、複素信号経路に挿入されることができる。たとえば、データ信号１０ａおよび１０ｂは、図１５に示されたように複素乗算の後ではなくその前に、位相回転器２０２によって回転されてもよい。上述の応用においては、位相回転はディジタル領域において行われるが、適切なアナログ動作を加算器２１０ａおよび２１０ｂにおいて行っている本発明の実施例に従って、位相回転器２０４は図１６に示されたように、もしも必要であれば、ＤＡＣの後で（すなわちアナログ領域において）応用されることができる。

一般的に、２次元ベクトルの回転は、マトリックス表現Ａｘ＝ｂにより表されることができるが、ここで、

である。αは回転角を示し、ＩおよびＱは回転器に入力された複素信号のそれぞれ実および虚成分を表し、そしてＩｒおよびＱｒは回転器によって出力された複素回転された信号のそれぞれ実および虚成分を表している。たとえば、図７において説明したように、位相回転器２００はつぎの回転マトリックスＡ_１に従って、入力信号を回転しスケールする：

ここで、回転の角度は４５度であり、そしてマトリックスはこれに２の平方根を乗じることによって正規化される（すなわちスケールされる）。

上述したように、増加された電力および改善されたスペクトルの利点はいかなる回転の角度に対しても応用することができるので、本発明は４５度の回転に限定されないことに留意すべきである。その結果、本発明の付加的な実施例に従って、位相回転器は回転マトリックスの原理を応用することによって設計され実行されることができる。図１７は、一般的な回転式（３）を実行し、そして４個の乗算器５１０ａ−ｄ、２個の加算器２１０ａおよび２１０ｂ、そして２個の一定した係数ｃｏｓα（５２０ａ）およびｓｉｎα（５２０ｂ）を含む位相回転器２０６に関する回路線図の一例を示している。ここでαは、複素入力信号３１０ａ、ｂおよび複素出力信号３２２ａ、ｂの間の回転の角度（ラジアン）である。（一定した係数は、固定配線（ｈａｒｄ−ｗｉｒｅｄ）されてもよく、あるいは代わりに繰り返しプログラム可能であってもよい。）このような回転器は、たとえば、いかなる角度による回転をも許容するために、それぞれ図１３、１４、あるいは１５に従って、システムにおいて位相回転器２００、２０２、あるいは２０４の位置で使用されることができる。

計算上の複雑さの減少は、代わりに図１８に示されたような位相回転器２０８を使用することにより得られることができる。この回転器は２個の加算器２１０ａおよび２１０ｂ、そして一定した係数ｋ（５４０）とともに、僅か２個の乗算器５３０ａおよび５３０ｂを含む。上のように、一定した係数は、固定配線されてもあるいは繰り返しプログラム可能でもよい。複素入力信号３１０ａ、ｂおよび複素出力信号３２４ａ、ｂ間の回転の角度α（ラジアン）は、つぎの式によって表される：

そしてこの回転器に対する、出力ベクトルの振幅および入力ベクトルの振幅間の比は√（１＋ｋ^２）に等しい。本発明に関する多くの他の個々の実施例そして使用は可能であり、ここに記述された例は説明の目的のみのために与えられ、本発明の範囲を限定するものではない。

上で述べた記載は当業界において熟練したいかなる人に対しても本発明の形成あるいは使用を可能とするために提供される。これらの実施例については種々の変形が可能であり、そしてこの中で与えられた一般的原理は、他の実施例にも同様に適用が可能であろう。例えば、本発明は部分的にあるいは全体的に、固定配線された回路として、特定用途向けの集積回路内に形成された回路構成として、あるいは機械的に読み出すことが可能なコードとして不揮発性記憶装置中にロードされたファームウエアプログラムあるいはデータ蓄積媒体からあるいは媒体の中にロードされたソフトウエアプログラムとして実施することが可能であり、かかるコードはマイクロプロセッサあるいは他のディジタル信号処理ユニットなどの論理素子アレイによって実行可能な命令である。その上、ここに述べた変調の応用例はとくにＲＦ搬送波の変調について取扱っているとはいえ、本発明の使用は、変調あるいは他の応用の何れにせよ、いかなる特定の周波数範囲にも限定されるものではない。したがって、本発明は、上に示した実施例に限定されることを意図したものではなく、むしろここにいかなる様式でも開示された原理および新しい特徴に矛盾しない最も広い範囲に一致されるべきものである。

１０２ … 複素乗算器
１１０ … オフセット遅延ブロック
１１５ａ … ベースバンド濾波器
１２０ａ、１２０ｂ … ＤＡＣ
１３０ … ＲＦ変調器
１４０ａ … ミクサ
１５０ … 位相シフタ
１６０ … 搬送波発振器
１７０ … 加算器
１８０ａ … 実数乗算器
１９０ａ … 実数加算器
２００、２０２，２０４，２０６，２０８ … 位相回転器
２１０ａ … 加算器
２２０ａ … ＸＯＲゲート
２３０ａ … マルチプレクサ
２５０ … 出力スペース
３１０ａ … 入力信号成分
３２０ａ … 実成分
４１０ … インバータ
４２０ａ … マルチプレクサ
４３０ … ゼロコンパレータ
５１０ａ、５３０ａ … 乗算器

Claims (40)

1. 第１の複素信号の第１の成分および第１の複素信号の第２の成分を受信しそして第２の複素信号の第１の成分を出力する第１の加算器と、ここで該第２の複素信号の第１の成分は第１の複素信号の第１および第２の成分の差であり、そして
   第１の複素信号の第１および第２の成分を受信しそして第２の複素信号の第２の成分を出力する第２の加算器と、ここで該第２の複素信号の第２の成分は第１の複素信号の第１および第２の成分の和であり、を含む装置であって、
   第１の複素信号の位相角は第２の複素信号の位相角と異なっている
   装置。
2. 第２の複素信号の位相角は第１の複素信号の位相角よりもπ／４ラジアンにより近い請求項１に従う装置。
3. 第１の複素信号は実成分および虚成分を有しており、そして 第１の複素信号の第１の成分は実成分でありそして第１の複素信号の第２の成分は虚成分である請求項１に従う装置。
4. 第１の複素信号は同相成分および直交成分を有しており、そして
   第１の複素信号の第１の成分は同相成分でありそして第１の複素信号の第２の成分は直交成分である請求項１に従う装置。
5. 第１の複素信号の第１および第２の成分はディジタル信号である請求項１に従う装置。
6. 第１の複素信号の第１および第２の成分はベースバンド信号である請求項５に従う装置。
7. 第１の複素信号の第１および第２の成分のうち少なくとも一つはディジタル濾波器の出力信号の少なくとも一部分を基にしている請求項６に従う装置。
8. 第１の複素信号の第１および第２の成分のうち少なくとも一つはディジタル濾波器の出力信号の少なくとも一部分を基にしている請求項５に従う装置。
9. 第１の複素信号は実成分および虚成分を有しており、そして 第１の複素信号の第１の成分は実成分でありそして第１の複素信号の第２の成分は虚成分である請求項５に従う装置。
10. 第１の複素信号は同相成分および直交成分を有しており、そして
    第１の複素信号の第１の成分は同相成分でありそして第１の複素信号の第２の成分は直交成分である請求項５に従う装置。
11. 第１の複素信号は少なくとも一部分が複素データ信号および複素拡散信号の積を基にしており、そして複素拡散信号は予め設定された周期を有している請求項５に従う装置。
12. 複素データ信号および複素拡散信号のうち少なくとも一つは少なくともポーラーノンリターンツーゼロ記号ストリームを表している請求項１１に従う装置。
13. 第２の複素信号の位相角は第１の複素信号の位相角よりもπ／４ラジアンにより近い請求項１１に従う装置。
14. 位相回転器、そして
    第１および第２のＤＡ変換器（ＤＡＣ）を含む装置であって、
    前記位相回転器は、
    第１の複素信号の第１の成分および第１の複素信号の第２の成分を受信し第２の複素信号の第１の成分を出力する第１の加算器と、ここで該第２の複素信号の第１の成分は第１の複素信号の第１および第２の成分の差であり、そして
    第１の複素信号の第１および第２の成分を受信し第２の複素信号の第２の成分を出力する第２の加算器とを含み、ここで該第２の複素信号の第２の成分は第１の複素信号の第１および第２の成分の和であり、
    第１の複素信号の位相角は第２の複素信号の位相角と異なっており、そして 前記第１のＤＡＣは第２の複素信号の第１の成分を受信しそして複素アナログ信号の第１の成分を出力し、そして
    前記第２のＤＡＣは第２の複素信号の第２の成分を受信しそして複素アナログ信号の第２の成分を出力する
    装置。
15. 第２の複素信号の位相角は第１の複素信号の位相角よりもπ／４ラジアンにより近い請求項１４に従う装置。
16. 第１の複素信号は実成分および虚成分を有しており、そして
    第１の複素信号の第１の成分は実成分であり第１の複素信号の第２の成分は虚成分である請求項１４に従う装置。
17. 第１の複素信号は同相成分および直交成分を有しており、そして
    第１の複素信号の第１の成分は同相成分でありそして第１の複素信号の第２の成分は直交成分である請求項１４に従う装置。
18. 第１の複素信号の第１および第２の成分はベースバンド信号である請求項１４に従う装置。
19. 第１の複素信号の第１および第２の成分のうち少なくとも一つはディジタル濾波器の出力信号の少なくとも一部分を基にしている請求項１８に従う装置。
20. 第１の複素信号の第１および第２の成分のうち少なくとも一つはディジタル濾波器の出力信号の少なくとも一部分を基にしている請求項１４に従う装置。
21. 第１の複素信号は複素データ信号および複素拡散信号の積の少なくとも一部分を基にしており、そして複素拡散信号は予め設定された周期を有している請求項１４に従う装置。
22. 複素データ信号および複素拡散信号のうち少なくとも一つは少なくともポーラーノンリターンツーゼロ記号ストリームを表している請求項２１に従う装置。
23. 第２の複素信号の位相角は第１の複素信号の位相角よりもπ／４ラジアンにより近い請求項２１に従う装置。
24. 前記装置はさらに変調器を含み、
    前記変調器は複素アナログ信号を搬送波信号の上に変調する請求項１４に従う装置。
25. 前記変調器は位相シフトキーイング変調を用いて複素アナログ信号を搬送波信号に変調する請求項２４に従う装置。
26. 前記変調器は直交位相シフトキーイング変調を用いて複素アナログ信号を搬送波信号に変調する請求項２４に従う装置。
27. 第２の複素信号の位相角は第１の複素信号の位相角よりもπ／４ラジアンにより近い請求項２４に従う装置。
28. 第１の複素信号は実成分および虚成分を有しており、そして
    第１の複素信号の第１の成分は実成分でありそして第１の複素信号の第２の成分は虚成分である請求項２４に従う装置。
29. 第１の複素信号は同相成分および直交成分を有しており、そして
    第１の複素信号の第１の成分は同相成分であり第１の複素信号の第２の成分は直交成分である請求項２４に従う装置。
30. 第１の複素信号の第１および第２の成分はベースバンド信号である請求項２４に従う装置。
31. 第１の複素信号の第１および第２の成分のうち少なくとも一つはディジタル濾波器の出力信号の少なくとも一部分を基にしている請求項３０に従う装置。
32. 第１の複素信号の第１および第２の成分のうち少なくとも一つはディジタル濾波器の出力信号の少なくとも一部分を基にしている請求項２４に従う装置。
33. 第１の複素信号は複素データ信号および複素拡散信号の積、の少なくとも一部分を基にしており、そして複素拡散信号は予め設定された周期を有している請求項２４に従う装置。
34. 複素データ信号および複素拡散信号のうち少なくとも一つはポーラーノンリターンツーゼロ記号ストリームを表している請求項３３に従う装置。
35. 第２の複素信号の位相角は第１の複素信号の位相角よりもπ／４ラジアンにより近い請求項３３に従う装置。
36. 第１の複素信号を受信し、なお前記第１の複素信号は第１の成分および第２の成分を含み、
    結果を得るために第１の複素信号の第１および第２の成分のうち少なくとも一つの値を試験し、
    該結果にしたがって、第２の複素信号を生成するために、（１）第１の複素信号の第１の成分に関する第１の関数、および（２）第１の複素信号の第２の成分に関する第２の関数のうちの一つを実行することを含む方法であって、前記第２の複素信号は第１の成分および第２の成分を含み、
    ここで第１の複素信号の位相角は第２の複素信号の位相角と異なっている
    方法。
37. 第１の複素信号を受信し、ここで前記第１の複素信号は第１の成分および第２の成分を含み、
    第２の複素信号を生成し、ここで前記第２の複素信号は第１の成分および第２の成分を含み、そして
    複素アナログ信号を出力することを含む方法であって、ここで前記複素アナログ信号は第１の成分および第２の成分を含み、
    ここで第２の複素信号の第１の成分は第１の複素信号の第１の成分および第２の成分の和であり、そして第２の複素信号の第２の成分は第１の複素信号の第１の成分および第２の成分の差であり、そして
    第１の複素信号の位相角は第２の複素信号の位相角と異なっており、そして 複素アナログ信号の第１の成分は第２の複素信号の第１の成分の少なくとも一部分を基にしており、そして複素アナログ信号の第２の成分は第２の複素信号の第２の成分の少なくとも一部分を基にしている方法。
38. 第１の信号および第２の信号を受信し第１の出力信号を出力する第１の加算器と、そして
    第３の信号および第４の信号を受信し第２の出力信号を出力する第２の加算器とを含む装置であって、
    第１および第３の信号は第１の複素信号の第１の成分の少なくとも一部分を基にしており、そして
    第２および第４の信号は第１の複素信号の第２の成分の少なくとも一部分を基にしており、そして
    第１の出力信号は第２の複素信号の第１の成分であり、そして第２の出力信号は第２の複素信号の第２の成分であり、そして
    第１の複素信号の位相角は第２の複素信号の位相角と異なっている
    装置。
39. 第１の複素信号の第１および第２の成分はディジタル信号である請求項３８に従う装置。
40. さらに第１および第２のＤＡ変換器（ＤＡＣ）を含み、 第１のＤＡＣは第２の複素信号の第１の成分を受信しそして複素アナログ信号の第１の成分を出力し、そして
    第２のＤＡＣは第２の複素信号の第２の成分を受信しそして複素アナログ信号の第２の成分を出力する、
    請求項３８に従う装置。

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