JP5221480B2

JP5221480B2 - 直交変調器、および送信装置

Info

Publication number: JP5221480B2
Application number: JP2009207388A
Authority: JP
Inventors: 寛明石原; 昌宏細谷; 浩平鬼塚; 章二大高; 理渡辺
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2009-09-08
Filing date: 2009-09-08
Publication date: 2013-06-26
Anticipated expiration: 2029-09-08
Also published as: JP2011061384A

Description

本発明は、無線送信装置に利用される直交変調器、および送信装置に関する。

送信器の重要な性能指標の一つとして、出力される電力と消費する電力との比で与えられる電力効率がある。この電力効率が高いほど消費電力を抑えることができ、結果的に送信部の消費電力を削減することができる。一般に送信器の消費電力の中で電力増幅器の消費電力が占める割合が大きく、電力増幅器が電力効率に大きな影響を与えている。そこで、電力効率を上げる方法として、変調器から直接大きな出力電力を得るパワーミキサを用いる方法がある（例えば、非特許文献１参照）。

S.Kousai et al, "An Octave-Range Watt-Level Fully Integrated CMOS Switching Power Mixer Array for Linearization and Back-Off Efficiency Improvement", ISSCC2009, 22.2

しかしながら、非特許文献１に用いられるポーラー変調方式は、直交変調方式に用いるＩ信号およびＱ信号の信号帯域に比べて振幅情報と位相情報との信号帯域が広くなるため、信号処理部を広帯域化する必要がある。そのため、狭い信号帯域で利用可能な直交変調方式で変調器を構成することが考えられる。しかし、直交変調方式では１６ＱＡＭや６４ＱＡＭなど正方形状の信号点配置の信号系に対して最大出力で最も効率が劣化してしまう。信号点によって効率が異なる場合、高出力時に効率が低いと、無駄になる電力も出力に比例して大きくなるため、平均的な効率が低くなる。

本発明は、上述の課題を解決するためになされたものであり、高出力時の消費電力を抑え、平均的な効率を改善することができる直交変調器、および送信装置を提供することを目的とする。

上述の課題を解決するため、本発明に係る直交変調器は、所定の周波数を有するローカル信号を生成する発振手段と、前記ローカル信号から、位相が互いに９０度異なる第１ローカル信号および第２ローカル信号を生成する移相手段と、第１同相および第１直交信号の位相を４５度＋９０×ｎ度（ｎは任意のある整数）だけ回転させ、第２同相信号および第２直交信号を得る位相回転手段と、前記第１ローカル信号と前記第２同相信号とを乗算して第１出力信号を得、前記第２ローカル信号と前記第２直交信号とを乗算して第２出力信号を得る乗算手段と、を具備することを特徴とする。

また、本発明に係る送信装置は、所定の周波数を有するローカル信号を生成する発振手段と、前記ローカル信号から、位相が互いに９０度異なる第１ローカル信号および第２ローカル信号を生成する移相手段と、第１同相信号および第１直交信号の位相を４５度＋９０×ｎ度（ｎは任意のある整数）だけ回転させ、第２同相信号および第２直交信号を得る位相回転手段と、前記第１ローカル信号と前記第２同相信号とを乗算して第１出力信号を得、前記第２ローカル信号と前記第２直交信号とを乗算して第２出力信号を得る乗算手段と、前記第１出力信号および前記第２出力信号を合成し、第３出力信号を得る合成手段と、前記第３出力信号を送信するアンテナと、を具備することを特徴とする。

本発明の直交変調器、および送信装置によれば、高出力時の消費電力を抑え、平均的な効率を改善することができる。

第１の実施形態に係る直交変調器を示すブロック図。１６ＱＡＭのベースバンド信号のベクトル軌跡を示す図。４５度時計回りに回転させた１６ＱＡＭのベースバンド信号のベクトル軌跡を示す図。信号位相回転部の構成例を示す図。信号位相回転部がデジタルドメインで構成される一例を示す図。第１の実施形態に係るパワーミキサの構成の一例を示す図。第１の実施形態に係るパワーミキサの構成の別例を示す図。第２の実施形態に係る直交変調器を示すブロック図。第１の実施形態に係る直交変調器の出力可能範囲と信号点分布範囲とを示す図。第２の実施形態に係る直交変調器の出力可能範囲を示す図。コントローラおよびパワーミキサの構成の一例を示す図。信号のＬＳＢ側をアナログ信号にした場合のコントローラおよびパワーミキサの構成の一例を示す図。第２の実施形態に係るミキサユニットの構成の一例を示す図。第３の実施形態に係る送信装置を示すブロック図。第３の実施形態に係る送信装置の別例を示すブロック図。

（第１の実施形態）
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態に係る直交変調器、および送信装置について詳細に説明する。なお、以下の実施形態では、同一の番号を付した部分については同様の動作をおこなうものとして、重ねての説明を省略する。
本実施形態に係る直交変調器、および送信装置の構成について図１を参照して詳細に説明する。
本実施形態に係る直交変調器１００は、入力部１０１、１０２、信号位相回転部１０３、ローカル発振部１０４、移相部１０５、パワーミキサ（乗算部ともいう）１０６、１０７、合成部１０８を含む。

入力部１０１、１０２は、ベースバンド部（図示せず）から送信すべきベースバンド信号に対応した信号が入力される。本実施形態の例では、入力部１０１にはＩ信号（同相信号ともいう）、入力部１０２にはＱ信号（直交信号ともいう）がそれぞれ入力される。

信号位相回転部１０３は、入力部１０１および入力部１０２からＩ信号およびＱ信号をそれぞれ受け取り、Ｉ信号およびＱ信号に対して、ＩＱ平面上で４５度＋９０×ｎ度（ｎは任意のある整数）の位相回転を与える。信号位相回転部１０３の動作については図２、図３、および図４を参照して後述する。

ローカル発振部１０４は、ＲＦ（ＲａｄｉｏＦｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号のキャリア周波数に対応するローカル信号を生成する。

移相部１０５は、ローカル発振部１０４からローカル信号を受け取り、位相が９０度異なる２つの直交した第１、第２ローカル信号を生成する。

パワーミキサ１０６は、信号位相回転部１０３からＩ信号を、移相部１０５から第１ローカル信号をそれぞれ受け取り、Ｉ信号と第１ローカル信号とを乗算した第１出力信号を生成する。

パワーミキサ１０７は、信号位相回転部１０３からＱ信号を、移相部１０５から第２ローカル信号をそれぞれ受け取り、Ｑ信号と第２ローカル信号とを乗算した第２出力信号を生成する。なお、パワーミキサ１０６がＩ信号と第２ローカル信号とを乗算し、パワーミキサ１０７がＱ信号と第１ローカル信号とを乗算するようにしてもよい。

合成部１０８は、パワーミキサ１０６、１０７から第１、２出力信号を受け取り、２つの出力信号を加算した送信信号を外部へ出力する。

ここで、入力部１０１、１０２へ入力されるＩ信号およびＱ信号のベクトル軌跡の一例について図２を参照して詳細に説明する。図２では、ＩＱ平面上での１６ＱＡＭのベクトル軌跡を示す。ＩＱ平面は、横軸にＩ信号、縦軸にＱ信号を取った平面座標である。

１６ＱＡＭや６４ＱＡＭ等の信号系では、入力部１０１、１０２に入力されるＩ信号およびＱ信号のベクトル軌跡は、ＩＱ平面上でＩ軸およびＱ軸に対して線対称となる正方形で囲まれた範囲の内部に分布する。パワーミキサ１０６、１０７が出力する第１、第２出力信号の振幅は、原点からの距離に比例し、図２に示す正方形の各頂点の信号点２０１、２０２、２０３、および２０４で最大となる。

パワーミキサ１０６、１０７の消費電力が出力信号の絶対値に比例すると仮定する。信号位相回転部１０３によって信号点を回転させない場合、ＩＱ平面上にある正方形の各頂点の信号点２０１、２０２、２０３、および２０４では、パワーミキサ１０６、１０７はともに「ａ」の大きさの第１、第２出力信号を出力しているので、消費電力は２×ａ×Ｐ_ｕｎｉｔと表せる。ここで、Ｐ_ｕｎｉｔは、Ｉ軸上またはＱ軸上で原点から単位距離だけ離れた信号点を出力するのに必要な電力を示す。

変調方式としてポーラー変調を用いる場合には、消費電力は主にＩＱ平面上の原点から出力信号点の距離で決まるため、最大出力時の消費電力は各頂点までの距離によって決まる。一方、直交変調を用いた場合には、信号点におけるＩ信号の振幅とＱ信号の振幅の和によって決まる。Ｉ軸上およびＱ軸上の点においてはＱ成分またはＩ成分のいずれかが０であるため、Ｉ信号の振幅とＱ信号の振幅との和と、原点から信号点までの距離とが同じとなるためポーラー変調と同じ消費電力となる。しかし、その他の信号点においてはＩ信号の振幅とＱ信号の振幅との和は、原点から信号点までの距離よりも大きくなるため、ポーラー変調よりも消費電力が大きくなる。原点からの距離とＩ成分＋Ｑ成分の差の割合が最も大きいのは信号点の分布する正方形の対角線上であり、√２倍となる。つまり、対角線上の同一の信号点を出すときの消費電力はポーラー変調に比べ直交変調では√２倍大きくなり、その分効率が劣化する。

次に、信号位相回転部１０３によって信号点を回転させた場合のベクトル軌跡を、図３を参照して詳細に説明する。
図３の例は、信号点を４５度だけ正の方向（時計回り）に回転させたときの信号点配置である。信号点を回転させた後のＩ信号およびＱ信号をそれぞれＩ’信号およびＱ’信号とする。ここで、図２に示す最大の出力点である各信号点２０１、２０２、２０３、および２０４は、それぞれＩ’軸上およびＱ’軸上の信号点３０１、３０２、３０３、および３０４に対応する。位相を正の方向に４５度回転させるためには、例えば、以下に示す演算を行えばよい。

なお、図３の例では正の方向に４５度回転させているが、これに限らず信号点を４５度＋９０×ｎ度だけ回転させた信号点であればよい。よって、信号点を回転させた場合の最大出力となる信号点は、Ｉ’軸上およびＱ’軸上に存在するため、原点からの距離は√２×ａであり、最大出力時に必要な電力は√２×ａ×Ｐ_ｕｎｉｔとなる。これは、信号点を回転させない場合と比較して消費電力が１／√２であるため、最大出力時における電力効率は１．５ｄＢ改善される。

ここで、最大消費電力が同一の場合を考える。図２の例では、Ｉ軸方向に「ａ」、Ｑ軸方向に「ａ」の最大出力振幅を出力し、そのときの消費電力は２×ａ×Ｐ_ｕｎｉｔであるとすると、図３の例では、２×ａ×Ｐ_ｕｎｉｔの消費電力で出力可能な最大電力はＩ’軸上およびＱ’軸上の方向のいずれかに２×ａの距離だけ原点から離れた点となる。このとき、最大出力振幅は√２×ａに比べて√２倍だけ大きい。出力電力は出力振幅の２乗に比例するため、同一消費電力における最大出力電力は、図３に示す信号点が３ｄＢだけ図２に示す信号点よりも大きくなる。

図４を参照して信号位相回転部１０３の構成例を詳細に説明する。
図４に示す信号位相回転部１０３は、式（１）に示すように、位相を４５度正の方向に回転させる場合である。信号位相回転部１０３は、入力部１０１、１０２からそれぞれＩ信号、Ｑ信号を受け取り、加算器４０１、４０２でそれぞれの信号の加算を行う。図４の例では、加算器４０１は、Ｉ信号と反転したＱ信号、つまり「−Ｑ」信号との加算を行い、Ｉ’信号を生成する。同様に、加算器４０２は、Ｉ信号とＱ信号との加算を行い、Ｑ’信号を生成する。これにより、位相を４５度正の方向に回転させた信号であるＩ’信号およびＱ’信号を得ることができる。そして、信号位相回転部１０３は、Ｉ’信号およびＱ’信号をそれぞれ、パワーミキサ１０６、１０７へ送る。
なお、例えば位相を正の方向に１３５度回転させたい場合は、加算器４０１に「−Ｉ」信号と「−Ｑ」信号とを入力し、加算器４０２にＩ信号と「−Ｑ」信号と入力し、それぞれ加算を行えばよい。このように、同様の構成で加算と減算との入れ替え、正負の反転を用いれば、任意のｎに対して４５度＋９０×ｎ度の信号位相回転部１０３として構成することができる。さらに、Ｉ’信号およびＱ’信号の振幅がＩ信号およびＱ信号に比べて√２倍だけ大きくなるため、Ｉ信号およびＱ信号とＩ’信号およびＱ’信号との振幅をそろえる必要がある場合には、入出力のいずれかに１／√２を乗算する乗算器を配置してもよい。

次に、パワーミキサ１０６、１０７で使用される、パワーミキサの構成例について図５を参照して詳細に説明する。図５はダブルバランスミキサ型の構成を用いた例である。また、パワーミキサは、ドライブアンプまたはパワーアンプの役割も果たす。
このとき、合成部１０８は、複数のパワーミキサの負荷を共通にすることで実現してもよい。
パワーミキサの構成の別例について図６を参照して詳細に説明する。
図７では、パワーミキサは複数のパワーミキサユニット６０１からなり、個々のパワーミキサユニット６０１は、例えば図５と同じ構成のダブルバランスミキサを用いる。パワーミキサユニット６０１にはそれぞれ独立して入力信号が入力され、パワーミキサユニット６０１はそれぞれの入力信号で制御される。なお、入力信号はデジタル信号として、パワーミキサユニット６０１のオンまたはオフを切り替えることにより出力電力を制御してもよい。また、一部の入力信号をデジタル信号のＭＳＢ（ＭｏｓｔＳｉｇｎｉｆｉｃａｎｔｂｉｔ）側、他の入力信号をデジタル信号のＬＳＢ（ＬｅａｓｔＳｉｇｎｉｆｉｃａｎｔｂｉｔ）側に対応するアナログ信号としてもよい。このようにすることで、パワーミキサユニット数を、デジタル制御に必要な要求に合わせて増減することができる。

以上に示した第１の実施形態によれば、ＩＱ平面上にある信号点を４５度＋９０×ｎ度回転させることにより最大出力時の消費電力を抑え、全体の平均的な効率を改善することができ、ポーラー変調方式よりも狭い信号帯域で信号処理部を構成しつつポーラー変調方式と同等の電力効率を得ることができる。

（第１の実施形態の変形例）
信号位相回転部１０３をデジタルドメインで実現した構成例について図７を参照して詳細に説明する。本変形例に係る直交変調器７００の信号位相回転部１０３の後段にデジタルフィルタ７０１およびＤＡＣ（Ｄｉｇｉｔａｌ−ａｎａｌｏｇｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）７０２、７０３を含む。

また、図７の例ではデジタルフィルタの前に信号位相回転部１０３を配置しているが、デジタルフィルタ７０１が配置される場合には、信号位相回転部１０３をデジタルフィルタ７０１の前段または後段のどちらの位置に配置してもよい。

以上に示した第１の実施形態の変形例によれば、デジタルドメインで位相回転の処理を行うため、精度良くＩ信号およびＱ信号の位相を回転することができる。

（第２の実施形態）
第１の実施形態では、パワーミキサをＩ信号およびＱ信号に対し、それぞれ独立して配置しているが、本実施形態では、Ｉ信号およびＱ信号に対して共用のパワーミキサを用いることが第１の実施形態と異なる。

本実施形態に係る直交変調器８００は、入力部１０１および入力部１０２、信号位相回転部１０３、ローカル発振部１０４、移相部１０５、コントローラ８０１、パワーミキサ８０２を含む。

入力部１０１および入力部１０２、信号位相回転部１０３、ローカル発振部１０４、および、移相部１０５は、第１の実施形態と同様の動作を行うためここでの詳細な説明は省略する。

コントローラ８０１は、信号位相回転部１０３からＩ’信号およびＱ’信号を受け取り、ローカル選択信号と位相選択信号とを出力する。ローカル選択信号はＩ’成分、Ｑ’成分、および無信号のいずれかに対応した信号である。無信号は、信号として「０」を送信するか、信号を送らない場合を示すかのどちらでもよい。以下では、無信号は信号として「０」を送信する場合を仮定する。コントローラ８０１の詳細な動作については、図１１および図１２を参照して後述する。

パワーミキサ８０２は、コントローラ８０１からローカル選択信号と位相選択信号とを受け取り、入力された信号に応じて出力信号を生成する。パワーミキサ８０２の詳細な動作については、図１１、図１２、および図１３を参照して後述する。

ここで、信号の出力可能範囲と信号点分布範囲との関係について図９および図１０を参照して詳細に説明する。
第１の実施形態では、パワーミキサ１０６およびパワーミキサ１０７からのそれぞれの最大出力を原点から「ａ」だけ離れた点とすると、図９に示すように、信号の出力可能範囲９０１は実線で示すＩ’軸およびＱ’軸に平行な直線からなる正方形で囲まれた範囲となる。しかし、信号点分布範囲９０２は、点線で示すように、出力可能範囲９０１の正方形から４５度回転した範囲となる。このため、出力可能範囲９０１と信号点分布範囲９０２とが異なるため、実際には信号を出力しない範囲の余分なデバイス面積を有することになる。
一方、本実施形態における出力可能範囲を図１０に示す。本実施形態では、Ｉ’信号の絶対値とＱ’信号の絶対値との和、つまり振幅の和が所定の最大値を超えないように設定する。絶対値の和を「ａ」とすると、出力可能範囲１００１は、図９に示す信号点分布範囲９０２と一致させることができる。

例えば具体例として、原点から「ａ」だけ離れた点を出力するデバイスを構成するのに必要なデバイス面積を「Ａ」と仮定すると、第１の実施形態では、Ｉ’軸方向およびＱ’軸方向にそれぞれ「ａ」だけ出力する必要があるため合計「２Ａ」のデバイス面積が必要となる。一方、本実施形態では、Ｉ’信号の絶対値とＱ’信号の絶対値との和が「ａ」であるため、必要なデバイス面積は、「Ａ」である。つまり、Ｉ’信号と第１ローカル信号とを乗算するためのパワーミキサとＱ’信号と第２ローカル信号とを乗算するためのパワーミキサとを別々に用意すると、２つのパワーミキサが必要となり「２Ａ」のデバイス面積が必要となる。しかし、本実施形態では、Ｉ’信号の絶対値とＱ’信号の絶対値との和が「ａ」となることに着目し、１つのパワーミキサをＩ’信号と第１ローカル信号との乗算及びＱ’信号と第２ローカル信号との乗算で共有することで、デバイス面積を「Ａ」にすることができる。

実際には、Ｉ’信号およびＱ’信号に応じてパワーミキサ８０２の出力をコントローラ８０１により制御する必要があるが、コントローラ８０１はパワーミキサ８０２に比べて十分に小さな面積で実現することができる。このため、全体を小さなデバイス面積で構成することができる、さらに、必要なデバイスの大きさを小さくすることができるため、寄生容量等の影響も低減することができる。

本実施形態におけるコントローラ８０１およびパワーミキサ８０２の構成例を図１１に示す。パワーミキサ８０２は、ａ（ａは任意の自然数）個のミキサユニット１１０１により構成される。本実施形態に係るミキサユニット１１０１は、ＬＯ選択部１１０２と、パワーミキサユニット６０１とを含む。

パワーミキサユニット６０１は、第１の実施形態と同様の構成である。
ＬＯ選択部１１０２は、コントローラ８０１からローカル選択信号と位相選択信号とを受け取り、ローカル選択信号に対応した信号を選択して出力する。

ここで、コントローラ８０１およびパワーミキサ８０２の詳細な動作について図１１を参照して詳細に説明する。ここではＩ’信号およびＱ’信号としてデジタル信号のビット列が入力されると仮定する。
コントローラ８０１は、ａ個のミキサユニット１１０１に対してそれぞれローカル選択信号と位相選択信号とをＬＯ選択部１１０２に送る。位相選択信号としては「１」、「０」、「−１」のいずれか１つを選択する。

ＬＯ選択部１１０２は、移相部１０５から互いに９０度位相がずれた２つのローカル信号を、コントローラ８０１からローカル選択信号をそれぞれ受け取り、ローカル選択信号に応じてＩ’信号またはＱ’信号に対応したローカル信号を選択して出力する。ローカル選択信号が「０」である場合、すなわち無信号である場合にはローカル信号として「０」を出力する。

パワーミキサユニット６０１は、コントローラ８０１から位相選択信号を、ＬＯ選択部１１０２からローカル選択信号によって選択されたローカル信号をそれぞれ受け取り、乗算を行う。位相選択信号として「１」が入力された場合には、選択されたローカル信号と同相の信号を出力し、「−１」が入力された場合には、選択されたローカル信号と逆相の信号を出力する。また、位相選択信号として「０」が入力された場合には、出力信号も「０」となる。なお、ミキサユニット１１０１からの出力を「０」にする方法として、コントローラ８０１からローカル選択信号が無信号である場合か位相選択信号が「０」である場合かのどちらか一方が選択されるか、または、その両方が選択される方法が考えられるが、どちらを用いてもよい。

具体例として、Ｉ’信号としてＩ’成分が＋ＮであるＮ個のビット信号が、Ｑ’信号としてＱ’成分が−ＭであるＭ個のビット信号が入力された場合を図１１に示している。
ここで、信号の取り得る範囲においてＩ’信号の絶対値とＱ’信号の絶対値との和は常に「ａ」を超えないよう構成されるため、コントローラ８０１は、全体でａ個あるミキサユニット１１０１中のＮ個のミキサユニット１１０１に対して、Ｉ’信号として「Ｉ’」を選択したローカル選択信号を出力し、Ｉ’成分が「＋」であるので「１」を位相選択信号として出力する。また、同様に、Ｍ個のミキサユニット１１０１に対して、Ｑ’信号として「Ｑ’」を選択したローカル選択信号を出力し、Ｑ’成分が「−」であるので「−１」を位相選択信号として出力する。残りの（ａ−Ｎ−Ｍ）個のミキサユニット１１０１に対しては、ローカル選択信号を無信号とし、位相選択信号として「０」を出力する。最後に、ａ個のミキサユニット１１０１からの出力を全て加算することにより、パワーミキサ８０２からは、Ｉ’信号の絶対値とＱ’信号の絶対値との和は常に「ａ」を超えない所望の出力信号を得ることができる。

図１１の例では、位相選択信号は「−１」、「０」、および「１」のいずれかの値をとるとしているが、第１の実施形態の場合と同様、一部の入力信号をデジタル信号のＬＳＢ側に対応するアナログ信号としてもよい。
ＬＳＢ側をアナログ信号とした場合を図１２に示す。図１１に示したコントローラ８０１には、Ｉ’信号およびＱ’信号を示すデジタル信号のＭＳＢ側を入力し、Ｉ’信号およびＱ’信号示すデジタル信号のＬＳＢ側をＤＡＣに入力して、アナログ信号を得る。こうすることで、パワーミキサ８０２におけるミキサユニット１１０１の数を減らすことができ、パワーミキサ８０２のデバイス面積を減少させることができる。

図１３を参照して第２の実施形態におけるミキサユニットの構成例を詳細に説明する。
図１３に示すように、ＬＯ選択部１１０２と図６に示すようなパワーミキサとを組み合わせて１つのミキサユニット１１０１を構成し、これを複数用いることで、パワーミキサ８０２を構成することができる。

以上に示した第２の実施形態によれば、信号点分布範囲と出力可能範囲とを一致させることで、全体のデバイス面積を小さくすることができ、寄生容量等の影響を低減しながら消費電力の平均的な効率を改善させることができる。

（第３の実施形態）
第３の実施形態に係る送信装置１４００を図１４に示す。送信装置１４００は、直交変調器１００と、アンテナ１４０１とを含む。
アンテナ１４０１は、直交変調器１００に係る合成部１０８からの出力信号を受け取り、出力信号を空間へ放射する。

また、パワーミキサ１０６およびパワーミキサ１０７からのそれぞれの出力信号の絶対値の和よりも大きな出力信号をアンテナ１４０１に供給する必要がある場合は、図１５に示す送信装置１５００のように、ＰＡ（ＰｏｗｅｒＡｍｐｌｉｆｉｅｒ）１５０１をアンテナ１４０１の前段に配置してもよい。

以上に示した第３の実施形態によれば、平均的な電力効率を改善する送信装置を構成することができる。

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

１００，５００，８００・・・直交変調器、１０１，１０２・・・入力部、１０３・・・信号位相回転部、１０４・・・ローカル発振部、１０５・・・移相部、１０６，１０７，８０２・・・パワーミキサ、１０８・・・合成部、２０１，２０２，２０３，２０４，３０１，３０２，３０３，３０４・・・信号点、４０１，４０２・・・加算器、６０１・・・パワーミキサユニット、７０１・・・デジタルフィルタ、７０２，７０３・・・ＤＡＣ、８０１・・・コントローラ、９０１，１００１・・・出力可能範囲、９０２・・・信号点分布範囲、１１０１・・・ミキサユニット、１１０２・・・ＬＯ選択部、１４００，１５００・・・送信装置、１４０１・・・アンテナ、１５０１・・・ＰＡ。

Claims

所定の周波数を有するローカル信号を生成する発振手段と、
前記ローカル信号から、位相が互いに９０度異なる第１ローカル信号および第２ローカル信号を生成する移相手段と、
第１同相信号及び第１直交信号の位相を４５度＋９０×ｎ度（ｎは任意のある整数）回転させ、第２同相信号および第２直交信号を得る位相回転手段と、
前記第１ローカル信号と前記第２同相信号とを乗算して第１出力信号を得、前記第２ローカル信号と前記第２直交信号とを乗算して第２出力信号を得る乗算手段と、を具備し、
前記第１同相信号および前記第１直交信号はデジタル信号であり、前記位相回転手段は、該第１同相信号および該第１直交信号の加算または減算を行うことで前記第２同相信号及び第２直交信号を得、
前記第２同相信号の絶対値と前記第２直交信号の絶対値との和が閾値を超えないように、複数のビットから、前記第２同相信号、前記第２直交信号、および無信号のいずれか１つを選択させるための信号であるローカル選択信号と、前記第２同相信号の同相成分または前記第２直交信号の直交成分が正であれば、前記ローカル信号と同相の信号を出力させ、該同相成分または該直交成分が負であれば、該ローカル信号と逆相の信号を出力させるための信号である位相選択信号とを出力する制御手段をさらに具備し、
前記乗算手段は、前記ビットごとに、前記位相選択信号に応じて同相または逆相で前記ローカル信号を出力することを特徴とする直交変調器。
所定の周波数を有するローカル信号を生成する発振手段と、
前記ローカル信号から、位相が互いに９０度異なる第１ローカル信号および第２ローカル信号を生成する移相手段と、
第１同相信号および第１直交信号の位相を４５度＋９０×ｎ度（ｎは任意のある整数）回転させ、第２同相信号および第２直交信号を得る位相回転手段と、
前記第１ローカル信号と前記第２同相信号とを乗算して第１出力信号を得、前記第２ローカル信号と前記第２直交信号とを乗算して第２出力信号を得る乗算手段と、
前記第１出力信号および前記第２出力信号を合成し、第３出力信号を得る合成手段と、
前記第３出力信号を送信するアンテナと、を具備し、
前記第１同相信号および前記第１直交信号はデジタル信号であり、前記位相回転手段は、該第１同相信号および該第１直交信号の加算または減算を行うことで前記第２同相信号及び第２直交信号を得、
前記第２同相信号の絶対値と前記第２直交信号の絶対値との和が閾値を超えないように、複数のビットから、前記第２同相信号、前記第２直交信号、および無信号のいずれか１つを選択させるための信号であるローカル選択信号と、前記第２同相信号の同相成分または前記第２直交信号の直交成分が正であれば、前記ローカル信号と同相の信号を出力させ、該同相成分または該直交成分が負であれば、該ローカル信号と逆相の信号を出力させるための信号である位相選択信号とを出力する制御手段をさらに具備し、
前記乗算手段は、前記ビットごとに、前記位相選択信号に応じて同相または逆相で前記ローカル信号を出力することを特徴とする送信装置。