CN1402925A - 复合相移键控信号相位旋转的方法和设备 - Google Patents

复合相移键控信号相位旋转的方法和设备 Download PDF

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Abstract

利用相移键控调制的应用中，这里揭示的相位旋转器(200、202)用于在载波调制前使信号矢量格局旋转，以便调制器输出功率最大。该旋转器(200、202)可用于(具有二进制值分量或多值分量的复合信号的)数字域或模拟域。

Description

复合相移键控信号相位旋转的方法和设备
发明背景
I.发明领域
本发明涉及信号处理。具体而言，本发明涉及用于无线通信的信号处理。
II.相关技术说明和总背景
扩频通信技术提供耐噪声、低发射功率和低窃听概率。因此，早期扩频技术开发多由军方研究者进行。然而，近来该技术的进步也使其在日常消费者的应用日益增多，最令人注目的是新数字蜂窝网电话系统。在一个信道上支持多个个体信号的通信系统必须利用一些使接收机上能区别各种信号的技术。时分多址(TDMA)系统中将各个信号在时间上压缩后以非重叠的间隔发送，使这些信号在时间空间上正交，从而可分开。频分多址(FDMA)系统中，将信号加以频带限制后在非重叠的子信道发送，使这些信号在频率空间上正交。码分多址(CDMA)系统中，将信号用正交码序列加以扩展调制，使这些信号在码空间上正交，并且可在相同时间在相同信道上发送，同时接收机上保持可相互区别。
尽管多数其他通信技术仅用一个或多个数据信号调制载波信号，扩频技术确却还用伪随机噪声或“伪噪声”(PN)信号调制载波。选择这些PN信号使其交叉相关最小，其性能和产生的较详细讨论可见例如：《现代通信系统：原理和应用》381～383页，Leon W.Couch III著(Prentice Hall 1955年出版)；Andrew J.Viterbi著《CDMA：扩频通信原理》第2章(Addison-Wesley，1995年出版)。扩频系统的跳频变型中，特定瞬间的PN信号值决定发送信号的频率，从而使信号频谱扩展。在直接序列扩频(DSSS)变型中，将PN信号的位速率(称之为“码片速率”)选择得高于信息信号的位速率，使这两个信号调制载波时，扩展其频谱。
于是，CDMA DSSS系统中，每一个体信号受到数据信号和预定周期伪噪声(PN)信号调制，后者至少与分配给全部其他用户的PN信号近似正交，因而扩展信号的频谱，同时使该信号与其他用户的信号可区别。在对载波进行扩频和调制前，数据信号通常设计成例如提高数据冗余度并使接收机上可纠错的各种编码和交织操作。数据信号还可加密，以提供额外的抗窃听安全性。美国专利号5103459中揭示扩频通信系统CDMA信号的产生，该专利在1992年4月7日授权，题目为“SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING SIGNAL WAVEFORMSINA CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM”，转让给本发明受让人。
存在各种方案，用于将基带数据信号调制在RF载波上。这些方案还通常通过根据特定瞬间要发送的数据码改变载波同相(I)和正交(Q)分量之一或两者的幅度、相位和/或频率，进行工作。例如CDMA DSSS系统常用相移键控(PSK)的变型，其中传送数据码元对应载波分量的相位状态。相移键控调制也可用于许多非CDMA和非DSSS的用途。
一个用二进制PSK(BPSK)调制的例子中，可指定载波从基本相位状态(定义零相位)转移到相差180度(即对零相移π弪)的第2相位状态，以提示从数据码元0到数据码元1的变换。于是，可指定相移π弪返回0的反变换，以指示数据码元1到数据码元0的变换。这些变换之间，载波相位指示是发送数据码元0(0相位)还是发送数据码元1(相位π弪)。
通过采用正交PSK(QPSK)调制可改善数据速率与带宽之比，QPSK调制中，I分量和Q分量都将数据码元编码成180度相移。此方案使每一码元变换的最大载波相移为180度。称为偏置QPSK(OQPSK)的QPSK变型将I分量和Q分量的码元变换在时间上交错，从而使载波最大瞬时相移减小到90度。本技术领域已公知上述和其他PSK调制的变型。
发明内容
阐述一种设备，该设备接收具有一相位的复合信号，并且输出具有一相位的另一复合信号。这些复合信号的每一个具有第1分量和第2分量。输出信号的第1分量是输入信号分量之差，输出信号的第2分量是输入信号分量之和，并且与输入信号相位角相比，输出信号相位角旋转。
附图说明
图1是OQPSK扩展调制器的框图。
图2是复数乘法器的框图。
图3示出DAC对产生复合模拟信号输出空间的例子。
图4是正交调制器的框图。
图5是接收二进制输入的复数乘法器的电路图。
图6A示出复合数据信号的格局。
图6B示出图6A的信号通过图5复数乘法器后的格局。
图7是本发明第1实施例的相位旋转器的电路图。
图8是包含本发明第2实施例相位旋转器的接收二进制输入用的QPSK扩展调制器的框图。
图9A示出复合模拟信号的格局。
图9B示出从旋转后的信号产生的复合模拟信号的格局。
图10是说明本发明第2实施例相位旋转器的操作的流程图。
图11是本发明第2实施例的相位旋转器的电路图。
图12是含本发明一实施例相位旋转器的OQPSK扩展调制器的框图。
图12A示出从输入信号产生的复合模拟信号的格局。
图12B示出从输入信号产生的复合模拟信号的格局，该输入信号具有图10A所示输入信号幅度的
Figure A0081639300091
/2倍的幅度。
图12C示出从旋转图10B的输入信号产生的复合模拟信号的格局。
图13示出DAC对产生复合模拟信号输出空间的例子。
图14是含本发明一实施例相位旋转器的OQPSK扩展调制器另一布局的框图。
图15是用于模拟域的含本明一实施例相位旋转器的OQPSK扩展器的框图。
图16是本发明第3实施例的相位旋转器的电路图。
图17是本发明第4实施例的相位旋转器的电路图。
发明详细说明
图1示出诸如CDMA蜂窝网电话机之类DSSS发射机适用的OQPSK扩展调制器的框图。此例中，数据信号10a和10b是代表2个赋予实数值的复合数据信号分量(例如实数分量和虚数分量)的数字信号，PN码20a和20b是代表2个赋予实数值的预定周期复合扩展信号分量(例如实数分量和虚数分量)，并且这4个数字输入信号各自包含一条或多条二进制值的信号线(即每一信号线在任何给定瞬间载送值0或1)。
复数乘法器100接收上述2个复合信号，并且产生具有实数分量30a和30b的复数积信号。图2示出复数乘法器100适用的电路框图，其中包含4个实数乘法器200a～200d和2个实数加法器210a、210b。此电路的输出信号30a和30b可分别表示为：
I积30a＝(I数据10a×I PN码20a)-(Q数据10b×Q PN码20b)  (1a)
Q积30b＝(I数据10a×Q PN码20b)+(Q数据10b×I PN码20a)  (1b)因此，复数乘法器100输出的复数积信号可按复法表示为
复数乘积＝I积30a+(j×Q积30b)，其中j是-1的平方根；或者可按相量法表示为
复数乘积＝A∠，其中，幅度为
A＝((I积30a)2+(Q积30b)2)，而复数乘积的相位角为
p＝tan-1(Q积30b/I积30a)。
有些用途中也可用增益因数。例如，可赋予复数乘法器输入的I分量一增益因数，而赋予Q输入分量另一不同的增益因数。其他实现例中，可对每一输入分量提供相同的增益因数，或者可代之以对输出分量提供增益因数。
如果需要OQPSK，在数字信号路径之一插入延迟。例如，图1示出如何为此而在Q积信号30b的路径插入偏置延迟块110。如果不需要该偏置(即如果需要QPSK调制)，可省略偏置延迟块110(即将其短路)。
还可沿一条或多条模拟和数字信号路径进行信号滤波(例如频谱整形或脉冲整形)。例如，如图1所示，可用基带滤波器115a和115b对DAC120a和120b的输入数字基带信号分别进行滤波。
数—模变换器(DAC)120a和120b各自接收要发送的复合数字信号的一个分量，并且输出相应的模拟信号分量，其中输出的模拟信号分量(图1中的信号50a或50b)的幅度与输入的数字信号分量(分别为图1中的信号30a或30b)的值对应。一个例子中，每一DAC120的输出范围具有幅度相等的2n步，并且输入数字信号的最大和最小值分别映射为DC(直流)上方R-1步和DC下方R步(其中n是以二进制位为单位的输入数字信号宽度，R等于2n/2)。图3示出此例DAC120a和120b所产生复合模拟信号的输出空间，其中将DAC120a的输出映射到I轴，DAC120b的输出则映射到Q轴，虚线250表示复平面中此空间的极限。注意，可按需要采用任何合适的输入至输出的映射，只要消除或补偿DC偏置，例如可将数字输入的最小和最大值映射为模拟值0和2n-1。类似这样，一个或2个DAC输出范围中，步幅间的关系可以不是上述均匀幅度，而代之以遵循线性、对数或其他形式的数列。
RF调制器130中将模拟信号分量50a和50b调制在RF载波上，以产生已调载波60。图4示出RF调制器130可适用的电路框图，其中包含载波振荡器160、混频器140a和140b、90度相移器150和加法器170。此例中，已调载波60可表示为：
已调载波60＝(I模拟信号50a×cosωct)+(Q模拟信号50b×sinωct)(2)其中ωc代表振荡器160所产生载波信号的角频率(单位为弪/秒)，t代表时间(单位为秒)。
对输入信号10a、10b、20a和20b均为二进制值(这里分别标为12a、12b、22a、22b)的特定情况而言，图5的调制器包括复数乘法器100适合实现例102的电路图，其中输入信号的值0和值1分别代表模拟值+1和-1(即每一输入信号代表极性非归零(NRZ)码元流)。此复数乘法器实现例包含4个XOR门电路220a～220d和2个“4对1”乘法器(2位宽)230a和230b。在乘法器102的输出端，2位宽数字积信号32a和32b的可能值(分别对应于信号30a和30b)为00、01、11，这些值分别代表模拟值0、+1和-1。表1示出输入信号12a、12b、22a和22b的可能值、积信号32a和32b的相应值以及这些输入信号代表的模拟值(括号中)。通过修改上述公式(1a)和(1b)使其包含恒定增益因数0.5，可得表述积信32a和32b的公式如下：
I积32a＝0.5×[(I数据12a×I PN码22a)-(Q数据12b×Q PN码22b)]，
Q积32b＝0.5×[(I数据12a×Q PN码22b)+(Q数据12b×I PN码22a)]。
                         表1
I数据信号12a Q数据信号12b IPN码22a QPN码22b I积信号32a Q积信号32b
0(+1)0(+1)0(+1)0(+1)0(+1)0(+1) 0(+1)0(+1)0(+1)0(+1)1(-1)1(-1) 0(+1)0(+1)1(-1)1(-1)0(+1)0(+1) 0(+1)1(-1)0(+1)1(-1)0(+1)1(-1) 00(0)01(+1)11(-1)00(0)01(+1)00(0) 01(+1)00(0)00(0)11(-1)00(0)11(-1)
0(+1)0(+1)1(-1)1(-1)1(-1)1(-1)1(-1)1(-1)1(-1)1(-1) 1(-1)1(-1)0(+1)0(+1)0(+1)0(+1)1(-1)1(-1)1(-1)1(-1) 1(-1)1(-1)0(+1)0(+1)1(-1)1(-1)0(+1)0(+1)1(-1)1(-1) 0(+1)1(-1)0(+1)1(-1)0(+1)1(-1)0(+1)1(-1)0(+1)1(-1) 00(0)11(-1)11(-1)00(0)00(0)01(+1)00(0)11(-1)01(+1)00(0) 01(+1)00(0)00(0)01(+1)11(-1)00(0)11(-1)00(0)00(0)01(+1)
图6A示出输入信号分量对12a和12b以及22a和22b所代表复合信号中信号矢量的格局，其中每一信号矢量由点P1D、P3D、P5D和P7D中的一个代表。图6b示出积信号32a和32b所代表复合信号中信号矢量的格局，其中每一信号矢量由点P2D、P4D、P6D和P8D中的一个代表。通过比较这两个图，可看到复数乘法的一个作用是使格局旋转45度。图9A示出包含模拟信号分量52a和52b的复合信号中的信号矢量格局，信号分量52a和52b由DAC120a和120b根据数字输入信号32a和32b分别产生(此例中，我们假设DAC120a和120b将数字输入值+1和-1分别映射为模拟输出值(R-1)和-(R-1)，无失真)。
如图7所示，本发明第1实施例的相位旋转器200接收两个赋予实数值的复合输入信号分量的输入信号310a和310b(例如信号310a代表实数分量，信号310b代表虚数分量，反之亦然)。安排加法器210a和210b，使复合输出信号的一个实数分量320a等于输入信号分量310a与310b的差，复合输出信号的另一个实数分量320b等于信号310a与310b的和。如果将输入信号310a和310b分别标为I和Q，则输出信号320a和320b可分别表示为：
输出信号320a＝I-Q；
输出信号320b＝I+Q。通过对两个矢量A和B间的角度θ应用公知的公式：
θ＝cos-1[(A·B)/(|A||B|)]其中<·>表示矢量点积，<|·|>表示矢量范数，可发现具有分量310a和310b的复合输入信号与具有分量320a和320b的复合输出信号之间的角度α为：
Figure A0081639300131
图8示出图5中所示调制器的修改型，其中本发明第2实施例的相位旋转器202从复数乘法器102接收复数积信号(包含分量32a和32b)，并且对DAC120a和120b输出复数旋转积信号(包含分量32ar和32br)。图9B示出包含模拟信号分量54a和54b的复合信号中的信号矢量的格局，信号分量54a和54b由DAC120a和120b根据数字输入信号32ar和32br分别产生(用与以上图9A所述相同的映射)。
通过比较图9A和图9B，本领域的普通技术人员会看到由于带通波形的平均功率与信号矢量幅度的平方成正比，图9B中的已调载波64的平均功率是图9A中已调载波62的平均功率的2倍。注意，图9B的格局与图9A的格局类似，也示出复数相乘前数据信号12a、12b和PN码22a、22b的信号矢量。因此，在对复数乘法运算所引起旋转的补偿，相位旋转器的利用使得已调载波的功率增加一倍。图10示出如何通过对三进制值信号32a和32b进行测试P340与映射函数P350和P360的逻辑运算实现本发明第2实施例相位旋转器202的一个例子。图11示出如何用具有反相器410、两个多路开关选择器420a和420b以及零比较器430实现相位旋转器202，其中零比较器430在输入信号非零时输出二进制的低电位或“0”，输入为零时输出二进制的高电位或“1”。
在较通用的情况下，本发明第1实施例的相位旋转器200可插入图1中调制器的复合信号路径(如图12所示)，与是否如图5中调制器那样将DAC输入数字信号值限制为例如-1、0和+1无关。在若干现有或建议的CDMA方案中，I和Q数据信号借助对不同数据速率的信号提供不同增益因数比，可分别代表例如通信业务信号和控制信号。这些方案包括cdma 2000(也称为IS-2000)标准文件“cdma 2000扩频系统的物理层标准”中第2.1.2.3.3.2(“无线配置3、4、5或6的反相业务信道的码信道输出功率”)部分和其中的参考表2.1.2.3.3.2-1(“反相链路标称属性增益表”)规定的方案，该文件由美国弗吉尼亚州阿宁顿的电信业协会(TIA)出版(文件参考号TR45/PN-4428，并作为IS-2000-2公布)。该应用中，I和Q数据信号到达相位旋转器2000前，可通过一个或多个滤波器和/或增益级。因此，即使数据信号是二进值的信号，输入相位旋转器的数字信号也不再是二进制的(赋予三进制值时也这样)，从而其信号矢量的格局不再存在于I轴和Q轴。
广义而言，本发明实施例的相位旋转器可结合一个或多个DAC使用，使期望的信号功率得以保持，同时减小DAC饱和的可能性。这种应用的一个例子中，希望通过用一对具有图3所示输出空间的DAC(诸如上述DAC120a和120b)取得功率P接近R-1的复合输出信号。图12A示出由具有图6B所示格局的复合输入信号所产生功率大致等于R-1的输出信号的格局(其中虚线框表示DAC输出空间的极限，与图3中相同)。尽管此输出信号满足功率要求，但将DAC驱动到饱和，因而使输出信号频谱劣化。
通过复合输入信号到达DAC前将其旋转，可获得具有相同功率的输出信号，同时避免频谱劣化。可通过信号输入DAC前使其幅度减小1/ 并且旋转相位，实现此方案。图12B示出如何将信号以不旋转的方式输入DAC而使输出信息具有(R-1)/
Figure A0081639300142
的幅度。旋转该信号后，DAC的输出如图12C所示。尽管如图12A那样获得期望功率R-1的信号，这时却有效利用DAC的动态范围，使饱和风险和频谱劣化大为减小。另一实现方案中，相位旋转器可内含进行该幅度补偿的能力。
注意，不是全部输入信号都能获得上述相位旋转的好处。具体而言，如果旋转使信号矢量的相位角靠近{0、π/2、π或3π/2弪}集中的一个，则该信号矢量会遇到功率减小(或者会使DAC接近饱和)。
作为例子，图13示出具有上述DAC120a和120b特性的一对DAC所产生的复合模拟信号的输出空间250。此图中的区域A～D由相位角为(2h+1)π/8弪的射线封边，其中h是0至7的整数。可对原本落在区域A～D之一内的信号矢量旋转45度(π/4弪)的旋转，会使该矢量移到上述区域外面并靠近I轴或Q轴，从而减小其功率，并且使该矢量靠近DAC输出空间的极限。由于矢量的相位角可表示为tan-1(Q/I)，所以Q数据信号幅度对I数据信号幅度的比率不会落入(tanπ/8～tan3π/8)的范围或(tan5π/8～tan7π/8)的范围。
由于相位旋转是一种线性操作，本发明实施例的相位旋转器可在任一点插入复合信号路径。例如，数据信号10a和10b可在复数相乘前而不是该相乘之后由相位旋转器202加以旋转，如图14所示。虽然上述应用中在数字域进行相位旋转，如果需要，也可在DAC之后(即模拟域)利用在加法器210a和210b进行适当模拟操作的本发明实施例的相位旋转器204，如图15所示。
2维矢量的旋转一般可用矩阵式Ax＝b表示，其中 A = cos &alpha; - sin &alpha; sin &alpha; cos &alpha; , x = I Q , b = Ir Qr - - - ( 3 ) α表示旋转角，I和Q分别代表旋转器输入的复合信号的实数分量和虚数分量，Ir和Qr则分别代表旋转器输出的复合旋转信号的实数分量和虚数分量。例如，图7所示的相位旋转器200根据以下旋转矩阵A1对输入信号进行旋转和定标： A 1 = + 1 - 1 + 1 + 1 其中，旋转角为45度，并通过将矩阵乘以2的平方根将其归一化(即定标)。
注意，本发明不限于旋转45度，上述增加功率和改善频谱的好处适用于任何角度的旋转。因此，可通过利用旋转矩阵的原理设计并实现本发明附加实施例的相位旋转器。图16示出实现通用旋转表示式(3)的相位旋转器206的一例电路图，该电路图包含4个乘法器510a～510d、2个加法器210a和210b以及2个常数cosα(520a)和sinα(520b)，其中α是复数输入信号310a、b与复数输出信号322a、b之间的旋转角(弪)(可用硬布线或重新编程实现该常数)。可用该旋转器分别代替图12、14或15系统中的相位旋转器200、202或204，使得可旋转任意角度。
代之以采用图17所示的相位旋转器208，则可减小计算的复杂性。该旋转器仅包含2个乘法器530a和530b、2个加法器210a和210b和1个常数K(540)。如上所述，可用硬布线或重新编程实现该常数。复数输入信号310a、b与复数输出信号324a、b之间的旋转角α(弪)由下式描述： cos &alpha; = 1 1 + k 2 此旋转器的输出矢量幅度与输入矢量幅度之间的比率等于√(1+k2)。本发明可以有许多其他具体实施例和应用。这里说明的例子仅用于解释，不限定本发明的范围。
提供以上说明，使本领域的任何技术人员能制作或使用本发明。这些实施例可作各种修改，并且这里提供的一般原理也可用于其他实施例。例如，本发明可实现为全硬布线电路或部分硬布线电路、制作在专用集成电路中的电路配置，或者载入非易失性存储器的固件或以机器可读码载入至或下载自数据存储媒体的软件程序，这些码是诸如微处理器或其他数字信号处理单元等逻辑单元阵可执行的指令。此外，虽然这里讨论的调制应用专门针对RF载波的应用，但本发明的使用，无论是用于调制还是其他应用，均不受特定频率范围限制。因此，本发明不要受上述实施例限制，但要符合与这里以任何方式揭示的原理和新颖特性一致的最大范围。

Claims (40)

1.一种设备，其特征在于，包含：
第一加法器，该加法器接收第1复合信号的第1分量和第1复合信号的第2分量，输出第2复合信号的第1分量，该第2复合信号的第1分量是第1复合信号的第1分量与第2分量的差；
第2加法器，该加法器接收第1复合信号的第1分量和第2分量，输出第2复合信号的第2分量，该第2复合信号的第2分量是第1复合信号的第1分量与第2分量的和；
其中，第1复合信号的相位角不同于第2复合信号的相位角。
2.如权利要求1所述的设备，其特征在于，第2复合信号的相位角比第1复合信号的相位角更接近π/4弪。
3.如权利要求1所述的设备，其特征在于，第1复合信号具有实数分量和虚数分量，
其中第1复合信号的第1分量是实数分量，第1复合信号的第2分量是虚数分量。
4.如权利要求1所述的设备，其特征在于，第1复合信号具有同相分量和正交分量，
其中第1复合信号的第1分量是同相分量，第1复合信号的第2分量是正交分量。
5.如权利要求1所述的设备，其特征在于，第1复合信号的第1和第2分量是数字信号。
6.如权利要求5所述的设备，其特征在于，第1复合信号的第1和第2分量是基带信号。
7.如权利要求6所述的设备，其特征在于，第1复合信号的第1和第2分量中的至少一个至少部分基于数字滤波器的输出信号。
8.如权利要求5所述的设备，其特征在于，第1复合信号的第1和第2分量中的至少一个至少部分基于数字滤波器的输出信号。
9.如权利要求5所述的设备，其特征在于，第1复合信号具有实数分量和虚数分量，
其中第1复合信号的第1分量是实数分量，第1复合信号的第2分量是虚数分量。
10.如权利要求5所述的设备，其特征在于，第1复合信号具有同相分量和正交分量，
其中第1复合信号的第1分量是同相分量，第1复合信号的第2分量是正交分量。
11.如权利要求5所述的设备，其特征在于，第1复合信号至少部分基于复合数据信号与复合扩展信号的乘积，其中复合扩展信号具有预定周期。
12.如权利要求11所述的设备，其特征在于，复合数据信号和复合扩展信号中的至少一个代表至少一个极性非归零码元流。
13.如权利要求11所述的设备，其特征在于，第2复合信号的相位角比第1复合信号的相位角更接近π/4弪。
14.一种设备，其特征在于，包含
相位旋转器和
第1和第2数—模变换器(DAC)；
所述相位旋转器包含：
第一加法器，该加法器接收第1复合信号的第1分量和第1复合信号的第2分量，输出第2复合信号的第1分量，该第2复合信号的第1分量是第1复合信号的第1分量与第2分量的差；
第2加法器，该加法器接收第1复合信号的第1分量和第2分量，输出第2复合信号的第2分量，该第2复合信号的第2分量是第1复合信号的第1分量与第2分量的和；
其中，第1复合信号的相位角不同于第2复合信号的相位角。
所述第1DAC接收第2复合信号的第1分量，并且输出复合模拟信号的第1分量；
所述第2DAC接收第2复合信号的第2分量，并且输出复合模拟信号的第2分量。
15.如权利要求14所述的设备，其特征在于，第2复合信号的相位角比第1复合信号的相位角更接近π/4弪。
16.如权利要求14所述的设备，其特征在于，第1复合信号具有实数分量和虚数分量，
其中第1复合信号的第1分量是实数分量，第1复合信号的第2分量是虚数分量。
17.如权利要求14所述的设备，其特征在于，第1复合信号具有同相分量和正交分量，
其中第1复合信号的第1分量是同相分量，第1复合信号的第2分量是正交分量。
18.如权利要求14所述的设备，其特征在于，第1复合信号的第1和第2分量是基带信号。
19.如权利要求18所述的设备，其特征在于，第1复合信号的第1和第2分量中的至少一个至少部分基于数字滤波器的输出信号。
20.如权利要求14所述的设备，其特征在于，第1复合信号的第1和第2分量中的至少一个至少部分基于数字滤波器的输出信号。
21.如权利要求14所述的设备，其特征在于，第1复合信号至少部分基于复合数据信号与复合扩展信号的乘积，其中复合扩展信号具有预定周期。
22.如权利要求21所述的设备，其特征在于，复合数据信号和复合扩展信号中的至少一个代表至少一个极性非归零码元流。
23.如权利要求21所述的设备，其特征在于，第2复合信号的相位角比第1复合信号的相位角更接近π/4弪。
24.如权利要求14所述的设备，其特征在于，所述设备还包含调制器，
所述调制器将复合模拟信号调制到载波信号上。
25.如权利要求24所述的设备，其特征在于，所述调制器用相移键控调制将复合模拟信号调制到载波信号上。
26.如权利要求24所述的设备，其特征在于，所述调制器用正交相移键控调制将复合模拟信号调制到载波信号上。
27.如权利要求24所述的设备，其特征在于，第2复合信号的相位角比第1复合信号的相位角更接近π/4弪。
28.如权利要求24所述的设备，其特征在于，第1复合信号具有实数分量和虚数分量，
其中第1复合信号的第1分量是实数分量，第1复合信号的第2分量是虚数分量。
29.如权利要求24所述的设备，其特征在于，第1复合信号具有同相分量和正交分量，
其中第1复合信号的第1分量是同相分量，第1复合信号的第2分量是正交分量。
30.如权利要求24所述的设备，其特征在于，第1复合信号的第1和第2分量是基带信号。
31.如权利要求30所述的设备，其特征在于，第1复合信号的第1和第2分量中的至少一个至少部分基于数字滤波器的输出信号。
32.如权利要求24所述的设备，其特征在于，第1复合信号的第1和第2分量中的至少一个至少部分基于数字滤波器的输出信号。
33.如权利要求24所述的设备，其特征在于，第1复合信号至少部分基于复合数据信号与复合扩展信号的乘积，其中复合扩展信号具有预定周期。
34.如权利要求33所述的设备，其特征在于，复合数据信号和复合扩展信号中的至少一个代表至少一个极性非归零码元流。
35.如权利要求33所述的设备，其特征在于，第2复合信号的相位角比第1复合信号的相位角更接近π/4弪。
36.一种方法，其特征在于，包含：
接收第1复合信号，所述第1复合信号包含第1分量和第2分量；
测试第1复合信号的第1和第2分量中的至少一个，以获得结果；
依据该结果，执行(1)第1复合信号的第1分量的第1函数和(2)第1复合信号的第2分量的第2函数中的至少一个，以产生第2复合信号，所述第2复合信号包含第1分量和第2分量；
其中，第1复合信号的相位角不同于第2复合信号的相位角。
37.一种方法，其特征在于，包含：
接收第1复合信号，所述第1复合信号包含第1分量和第2分量；
产生第2复合信号，所述第2复合信号包含第1分量和第2分量；
输出复合模拟信号，所述复合模拟信号包含第1分量和第2分量；
其中，第2复合信号的第1分量是第1复合信号的第1分量与第2分量的和，第2复合信号的第2分量是第1复合信号的第1分量与第2分量的差；
第1复合信号的相位角不同于第2复合信号的相位角；
复合模拟信号的第1分量至少部分基于第2复合信号的第1分量，并且复合模拟信号的第2分量至少部分基于第2复合信号的第2分量。
38.一种设备，其特征在于，包含：
第1加法器，该加法器接收第1信号和第2信号，并且输出第1输出信号；
第2加法器，该加法器接收第3信号和第4信号，并且输出第2输出信号；
其中，第1和第3信号至少部分基于第1复合信号的第1分量；
第2和第4信号至少部分基于第1复合信号的第2分量；
第1输出信号是第2复合信号的第1分量，第2输出信号是第2复合信号的第2分量；
第1复合信号的相位角不同于第2复合信号的相位角。
39.如权利要求38所述的设备，其特征在于，第1复合信号的第1和第2分量是数字信号。
40.如权利要求38所述的设备，其特征在于，还包含第1和第2数—模变换器(DAC)；
其中，所述第1DAC接收第2复合信号的第1分量，并且输出复合模拟信号的第1分量；
所述第2DAC接收第2复合信号的第2分量，并且输出复合模拟信号的第2分量。
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