JPS6111014B2

JPS6111014B2 -

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Publication number: JPS6111014B2
Application number: JP52030538A
Authority: JP
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1976-03-22
Filing date: 1977-03-22
Publication date: 1986-04-01
Also published as: SE441326B; IT1073474B; JPS52129304A; DE2712292A1; NL187948C; NL187948B; GB1570364A; CA1081801A; BE852696A; US4019048A; GB1570363A; GB1570365A; SE7702856L; NL7703036A; FR2345866B1; FR2345866A1; DE2712292C2

Description

【発明の詳細な説明】本発明は光学的パルス流再生器に関する。本光
学的パルス流再生器は光データ・パルス流を受信
し、該パルス流を受信された光データ・パルス流
を表わす電気的データ・パルス流に変換する手段
と、受信手段からの電気的データ・パルス流に応
動して受信した光データ・パルス流を表わす電気
的データ・パルス流に変換する手段と、受信手段
からの電気的データ・パルス流に応動して受信し
た光データ・パルス流と同期したクロツク・パル
ス流を復元する手段と、クロツク・パルス流およ
び受信手段からの電気的データ・パルス流に応動
して到来光データ・パルスを表わす電気的デー
タ・パルス流を再生する手段とを含んでいる。

近年光デバイスおよび光素子の研究・開発は大
幅に進歩し、光フアイバ・デイジタル伝送システ
ムを構成して使用し得るようになつた。マルチモ
ードおよび単一モード・グラス・フアイバは長距
離光信号を伝送することができる。最近のグラ
ス・フアイバでは、光の損失は800ナノメートル
〜1100ナノメートルの間の波長の光に対しキロメ
ートル当り5dB以下である。ある種の単一モード
硼珪酸塩フアイバは850および1020ナノメートル
においてキロメートル当り2.2dBの損失とキロメ
ートル当り約0.4ナノ秒の光分散を与える。この
ような特性を有するフアイバはデイジタル通信シ
ステムで有用である。適当な速度の光システムは
大きな、そして増大しつつあるトラフイツクを有
する人工過密都市域での電話交換トランクで経済
的に使用し得る。

グラフ・フアイバを通ると光学的パルスは減衰
する。可成り長い通信路を通す場合には、システ
ムの一端から他端への正確な通信を保証するため
光学的パルス流を再生する必要がある。

従来技術にあつては、基本的な光再生器回路の
ほとんどは、電気的パルスを銅線対または同軸ケ
ーブルを通して伝送する商用パルス符号変調方式
で用いられている回路と類似している。光再生器
では、アバランシユ光ダイオードやレーザの如き
光素子が、光電力と電気信号とを相互変換するの
に挿入されている。

また従来技術であつては、入力パルス流からタ
イミング情報を抽出するのに位相制御ループが用
いられていた。しかし、この位相制御ループで使
用される引き込み範囲は狭く高価な水晶制御を必
要とする。

更に従来技術にあつては、注入レーザは、前記
レーザからの出力光電力を感知し、平均光出力電
力を保持するフイードバツク制御回路に応動して
動作する。時として、このようなレーザの入力に
幾タイム・スロツトにわたつてもパルスが加えら
れないことがある。プレバイアス回路は一定出力
電力を保持するため上昇する。その後パルスが再
び加えられるとレーザは取り返しのつかない損傷
を受ける可能性がある。

上述の問題点は本発明の光学的パルス流再生器
により解決される。すなわち受信手段が到来光デ
ータ・パルス流に応動して到来光データ・パルス
流を表わす電気的データ・パルス流を発生する光
受信器を含み、光受信器は第１のレンジの自動利
得制御信号に応動して可変利得を提供する増幅器
段を含み、第２のレンジの自動利得制御信号に応
動して可変利得を提供するアバランシユ光ダイオ
ードを有し、それによつて到来光データ・パルス
流中のパルスの大きさの変動にかかわりなく電気
的データ・パルスを実質的に同じ振幅に保持する
ことを特徴とする光学的パルス流再生器により解
決される。

図には光受信器、判定およびタイミング回路、
および光送信器を含む光再生器が示されている。
到来光データ・パルス流に応動して、可変利得受
信部は到来光データ・パルス流を表わす一定振幅
の電気的データ・パルス流を発生する。受信部は
安定化されている。何故ならば、増幅器は自動利
得制御信号の第１のレンジに応動して利得を変化
させ、アバランシユ光ダイオードは自動利得制御
信号の第２のレンジに応動して利得を変化させる
からである。受信器の電気的データ・パルス流に
応動して、タイミング回路中の位相ロツクおよび
周波数ロツク回路は到来光データ・パルス流と同
期しているクロツク・パルス流を復元し、判定回
路は到来光データ・パルス流を表わす電気的デー
タ・パルス流を再生する。送信部では、注入レー
ザが再生された電気的データ・パルス流およびレ
ーザの光出力電力を表わす信号と再生された電気
的データ・パルス流を表わす信号の差に応動して
形成されるプレバイアス電流によつて制御され
る。その結果得られる再生された出力光データ・
パルス流は到来光データ・パルス流を表わす。

光受信部は自動利得制御信号の第１のレンジに
応動して利得を変化させる増幅器と、自動利得制
御信号の第２のレンジに応動して利得を変化させ
るアバランシユ光ダイオードを含む。

位相ロツクおよび周波数ロツク回路を含む光再
生器は受信部からの電気的データ・パルス流に応
動して、到来光データ・パルス流と同期したクロ
ツク・パルス流を回復するよう作られている。

周波数差検出器を含むクロツク回復回路は、デ
ータ・パルス流からのボー速度成分信号に応動し
て、制御されたクロツク・パルス発振器の周波数
とデータ・パルス流のボー速度の差を減少させる
極性と、前記周波数差に比例した速度を有する一
連のパルスを発生させ、ボー速度成分信号に応動
して制御された発振器の周波数を位相ロツク・ル
ープの引き込みレンジ中に入るようにし、制御さ
れたクロツク・パルス発振器の周波数および位相
を受信した光データ・パルス流と同期させるよう
作られている。

注入レーザ制御回路は、レーザの光出力電力を
表わす信号と再生された光データ・パルス流を表
わす信号の差に応動して形成されるプレバイアス
信号をレーザに供給する。

第１図を参照すると、光フアイバ・デイジタル
伝送システムの光再生器が示されている。システ
ム中の光信号はユニポーラ（単極性）信号であ
る。光源は“１”に対して最大光電力を伝送し、
“０”に対しては光源はオフとなる。典型的なレ
ーザ光源の場合、“１”に対する電力の高々５〜
10パーセントが“０”に対して伝送されることに
なる。

再生器は、入力ユニポーラ光データ・パルス流
２０１を受信し、それを一連の電気信号に変換す
るため、可変利得アバランシユ光ダイオード検出
器および前置増幅器２０２を有する高利得光受信
部２００を含んでいる。電気信号は、可変利得増
幅器２０３、固定利得増幅器２０５、およびフイ
ルタ／等化器２０６によつて処理され、導線２０
７上に一定振幅の電気的データ・パルス流が得ら
れる。

導線２０７上の電気的データ・パルス流に類似
のパルス流が導線２０８、直流レベル回復回路、
ピーク検出器および制御回路２１０を通して帰還
される。制御回路２１０からの自動利得制御信号
は導線２１３上に発生される。

受信部２００においては、異なる可変利得装置
が自動利得制御信号の別々のレンジに応動するよ
うになつている。可変利得増幅器２０３及びアバ
ランシユ光ダイオード検出器２０２は、高レベル
入力光学的パルスに応動して最小利得となるよう
バイアスされている可変利得装置である。

入力光学的パルスの振幅が減少し、自動利得制
御信号が第１のレンジ内の大きさに増大されると
き、前記制御信号は導線２１３を介して可変利得
増幅器２０３および可変電圧供給源２１５に加え
られる。この第１のレンジでは、可変利得増幅器
２０３のみが入力光学的パルスの振幅が減少する
とき利得を増大させることにより、制御信号に応
動する。

可変増幅器２０３の利得がその最大値に迄増大
した後、制御信号は増大を続け、増幅器２０３及
び電圧供給源２１５に継続して加えられる。この
レンジ内の制御信号には可変電圧供給源２１５の
みが応動し、光学的パルスのレベルが更に減少す
ると、アバランシユ光ダイオードの利得を増大さ
せる。

導線２０７上の電気的データ・パルス流は判定
およびタイミング回路３００に加えられ、導線３
０２上に到来光データ・パルス流を表わす電気的
データ・パルス流が再生される。位相ロツクおよ
び周波数ロツク・ループ３０３は導線３０４上
に、導線２０７上の受信器からの電気的データ・
パルス流中に含まれる情報から復元されるクロツ
ク・パルス流を発生する。判定およびリタイミン
グ回路３０６は、導線３０４上のクロツク・パル
ス流および導線２０７上の電気的データ・パルス
流に応動して導線３０２上に再生された電気的デ
ータ・パルス流を発生する。

光送信部４００は、導線３０２上の再生された
電気的データ・パルス流に応動して光データ・パ
ルス流４０２を再生する。送信部４００は、導線
３０２上の再生された電気的データ・パルス流お
よびプレバイアス、モニタおよび制御回路４０６
により発生された導線４０３上のプレバイアス信
号により制御される注入レーザ４０４を含んでい
る。プレバイアス信号は、レーザの光出力電力の
サンプル４０７を表わす信号と導線３０２上の再
生された電気的データ・パルス流を表わす信号の
差に応動して形成される。光出力データ・パルス
流４０２は到来するデータ・パルス流を表わす。

第２図を参照すると、高利得光受信部２００の
詳細な回路図が示されている。前記回路は、光フ
アイバ２０１を通して受信されたデータ・パルス
流の入力光パルスを、導線２０７上の電気的デー
タ・パルス流に変換することにより検出する。

光フアイバ２０１により加えられる到来光デー
タ・パルス流は、可変利得アバランシユ光ダイオ
ード２２０に加えられる。シリコン・アバランシ
ユ光ダイオードは、通常逆バイアスで動作して、
デバイス内の強電界領域を形成する半導体デバイ
スである。到来する光の強さが変化すると、アバ
ランシユ光ダイオードによつて導通する電流が変
化し、したがつて後段の前置増幅器に加えられる
信号が変化する。

到来光データ・パルス流により、アバランシユ
光ダイオード内に正孔および電子の対が発生され
る。これら正孔および電子は電界の影響によりデ
バイス内で反対方向にドリフトする。光ダイオー
ド２２０内において正孔および電子が反対方向に
流動すると、電流パルスが形成されるが、この電
流パルスは光ダイオードに接続された前置増幅器
回路により光ダイオードから取り出される。

アバランシユ光ダイオードは、到来光電力の変
動に応動して直線的に変化する電流を発生する自
乗則検出器である。光ダイオード２２０は、ピ
ー・ケー・ルンゲのIEEE1974インターナシヨナ
ル・コンフアレンス・オン・コミユニケーシヨン
ス、17Bに述べられているように、導線２１３上
の制御信号に応動する電圧供給源２１５により発
生される高電圧逆バイアスの変動に応動して入力
光信号に対する可変利得を提供する。低電力入力
光学的パルスにより大きなバイアス電圧を生じさ
せ、その結果約40dBの最大利得が得られる。よ
り大きな電力を有する入力光学的パルスはより低
いバイアス電圧を生じさせ、その結果アバランシ
ユ光ダイオードの特性によつて決定される約
12dBの最小利得が得られる。導線２１３上の制
御信号によりバイアス電圧を変化させる装置は後
で説明する。

光ダイオードからのパルスはコンデンサ２２１
を通して前置増幅器２０２中のエミツタ接地され
たトランジスタ２２２のベース入力に加えられ
る。トランジスタ２２２のコレクタからの出力は
エミツタ・フオロア接続されたトランジスタ２２
３に加えられ、次で前置増幅器２０２の出力ドラ
イバ・トランジスタ２２４の入力に加えられる。
抵抗２２６を通るフイードバツク・ループはトラ
ンジスタ２２３の出力をトランジスタ２２２に加
え、前置増幅器２０２の動作を安定化する。トラ
ンジスタ２２４のコレクタに発生された前置増幅
器の出力信号は、コンデンサ２２７を通してデユ
アル・ゲートMOSデバイス２３１の第１のゲー
ト電極２３０である可変利得増幅器２０３の入力
に加えられる。

MOSデバイス２３１は、高入力インピーダン
スを呈し、第２のゲート電極２３２を通して加え
られる制御信号に応動して可変利得を提供するよ
う作られたｎチヤネル・エンハンスメント・モー
ド・デバイスである。ソースおよびドレイン電極
は抵抗を通して負および正の電位にそれぞれ接続
されている。ダイオード２３３はMOSデバイス
２３１の利得に影響を与える制御信号レンジを制
限する。利得は最小−14dBから最大約6dBまでの
レンジにわたつて変化し得る。バイポーラ・トラ
ンジスタでなく、IGFETデバイスを用いること
により熱雑音は大幅を減少する。MOSデバイス
２３１のドレインからの出力はコンデンサ２３４
を通して、その出力にエミツタ・フオロアを有す
る縦続接続された２つの可変利得エミツタ結合対
に加えられる。

第１のエミツタ結合対では、MOSデバイス２
３１からの信号はトランジスタ２３５のベース電
極に加えられる。他のトランジスタ２３６のコレ
クタに発生された出力はエミツタ・フオロア接続
されたトランジスタ２３７およびコンデンサ２３
８を通して、第２のエミツタ結合対に加えられ
る。第１のエミツタ結合対の利得は可変であり、
エミツタ電流源トランジスタ２３９のベースに加
えられた信号により制御される。約13dBの最大
利得は、充分なエミツタ電流が流れて、トランジ
スタ２３５および２３６のｒ_eが最小となるとき
に得られる。約3dBの最小利得は、エミツタ電流
を減少させ、それによつてトランジスタ２３５お
よび２３６のｒ_eを増大させることにより達成さ
れる。

第２のエミツタ結合対において、コンデンサ２
３８を通して結合された信号はトランジスタ２４
０のベース入力に加えられる。トランジスタ２４
１のコレクタに発生された出力信号は、エミツ
タ・フオロア・トランジスタ２４２およびコンデ
ンサ２４３を通して一定利得増幅器段２０５の入
力に加えられる。第２のエミツタ結合対の利得は
トランジスタ２４４のベースに加えられた信号で
制御される。第２のエミツタ結合対の利得はま
た、エミツタ電流源トランジスタ２４４を通して
供給されるエミツタ電流の変化に応動して最大約
13dBから最小約3dBまで変化する。

１対のダイオード２４６および２４７は、第１
および第２のエミツタ結合対の利得に影響を与え
る信号のレンジを制限するため、制御電圧をシフ
トする。利得は、制御信号が最大の負の値からほ
ぼ接地電位に等しい電圧まで変化するのにつれて
変化する。

可変利得増幅器２０３の最大利得は、アバラン
シユ光ダイオード２２０の利得を決定する２次基
準を形成するよう選択される設計パラメータであ
る。増幅器２０３の最大利得は、最小の有効光信
号が受信されるとき、アバランシユ光ダイオード
がその最適利得付近で動作するよう選択される。
増幅器２０３の最大利得は、MOSデバイス２３
１のドレイン回路の抵抗２４９を最初調整するこ
とにより調整される。

一定利得増幅器段２０５は１対の直結されたエ
ミツタ共通接続トランジスタ２５０および２５１
を含んでいる。前記段はトランジスタ５１のコレ
クタからコンデンサ２５２および抵抗２５３を通
してトランジスタ２５０のエミツタに至る信号帰
還路を有している。この信号帰還路は、前記増幅
器の有用帯域にわたつてその利得を安定化させる
と共に、低出力インピーダンスを提供する。トラ
ンジスタ２５１のエミツタから抵抗２５４を通つ
てトランジスタ２５０のベースに至る直流帰還路
は一定利得段２０５のバイアスを安定化する。増
幅器段２０５の利得は約26dBである。一定利得
段２０５からの出力信号はトランジスタ２５１の
コレクタに発生され、コンデンサ２５６および抵
抗２５７を通して低減フイルタ２０６に加えられ
る。抵抗２５７および段２０５の低出力インピー
ダンスは、低域フイルタ２０６に対し最適な駆動
源インピーダンスを提供するよう選ばれる。約
6dBの損失が抵抗２５７により生じる。

前置増幅器２０２、可変利得段２０３および一
定利得増幅器２０５は電源雑音を抑圧するために
挿入された幾つかのコンデンサを含んでいる。通
常使用される電源はほとんど雑音を発生しないか
ら、これらコンデンサは受信部２００の動作に関
してはほとんど寄与しない。

低域フイルタ２０６は理想的な矩形波入力パル
ス流に対してアイ・パターンを最適化するために
設けられている。前記フイルタ２０６はパルスを
整形して、任意の有効な入力光学的パルス流及び
増幅器２０２及び２０３の実際の周波数特性に対
して、パルスが自乗余弦波形または良好な再生器
動作を行なうのに望ましい形を有するよう設計さ
れている。このフイルタされたパルス流はコンデ
ンサ２６２、エミツタ・フオロア接続されたトラ
ンジスタ２６３および導線２０８を通して直流レ
ベル復元およびピーク検出回路２１０に加えられ
る。フイルタ２０６からの他の出力は導線２０７
上に発生され、受信器からの出力パルス流は検出
およびタイミング回路３００に加えられる。フイ
ルタ２０６に対する終端は検出およびタイミング
回路３００中に存在する。

回路２１０において、コンデンサ２７０および
ダイオード２７１を含む回路部分により信号に直
流成分が復元される。前記ダイオードは信号をク
ランプし、それによつて負極性パルスが送出され
る。１対のダイオード２７２および２７３はクラ
ンプされた信号に一定バイアスを重畳し、ダイオ
ード２７１による電圧降下を補償し、地気電位よ
りわずかに低い電位の直流電位を回復する。

その結果得られる波形のピークはその後順方向
バイアスされたダイオード２７６、１対の抵抗２
７７および２７８、およびコンデンサ２７９を含
むピーク検出装置により決定される。ダイオード
２７６を流れる電流はコンデンサ２７９上に地気
に関して負の電荷を充電させる。ピーク検出回路
の出力は、負の電圧源２８１および抵抗２８２，
２８３および２８４を含む電圧分割器によつて決
定される基準電圧と比較される。比較はフイード
バツク抵抗２９０を有する演算増幅器２８５で実
行され、抵抗２８４は利得を40dBにセツトし、
コンデンサ２９１は安定化作用を提供する。演算
増幅器はその出力導線２１３上に、検出された信
号のピークと基準電圧の差の関数として変化する
自動利得制御信号を発生する。この自動利得制御
信号は、到来する光の強度が最大のとき約３ボル
トの負電圧に下降し、到来する光の強さが最小の
とき約４ボルトの正電圧に上昇する。

抵抗２９４およびコンデンサ２９５はフイード
バツク・ループのカツト・オフ周波数を決定す
る。素子値を適当に選択することにより、このカ
ツト・オフは約0.25Hzとなる。

本再生器の動作に制限を課するフアクタとして
雑音がある。再生器の動作で関係する雑音には３
つの型がある。熱雑音はMOS増幅器段で生じ
る。シヨツト雑音はアバランシユ光ダイオード２
２０中の１次電子電流がポアソン分布することに
より生じる。また、光ダイオードでは増幅操作の
結果として過剰倍増雑音が生じる。この過剰倍増
雑音の大きさはシヨツト雑音よりずつと大きく、
アバランシユ利得の増加関数であり、ガウス振幅
分布を有さない。この過剰倍増雑音は利得に依存
するから、アバランシユ利得には最適値が存在す
る。この雑音は非ガウス性であるから、受信部の
設計には新しい手法が用いられている。

導線２１３上の演算増幅器２８５により発生さ
れた自動利得制御信号は可変電圧供給源２１５に
加えられ、アバランシユ光ダイオード２２０に加
えられるバイアス電圧の大きさを制御する。この
可変バイアス電圧はアバランシユ光ダイオードの
利得を制御する。演算増幅器２８５からの利得制
御信号はまた可変利得段２０３に加えられ、その
利得を制御する。この利得制御信号は利得を変化
させ、入力光学的パルスの変動、装置の経年変
化、または周囲条件の変動に応動して出力パルス
の大きさが変動することを補償する。

先に述べた如く、自動利得制御信号の振幅は大
幅に変化し得る。異なるレンジの利得制御信号は
上述の可変利得段の異なる部分に作用する。

入力光学的パルスが高レベルにあると、可変電
圧源２１５により発生されるバイアス電圧は約
150ボルトの最小値に保持され、それによつてア
バランシユ光ダイオード２２０は約12dBの最小
利得付近で動作する。それと同時に、電界効果ト
ランジスタ段は約−14dBの最小利得で動作す
る。可変利得段２０３中のエミツタ結合された段
の各々は約3dBの最小利得で動作する。

可変利得段２０３において、エミツタ結合され
た対は、入力光学的パルスのレベルの減少に応動
する第１の段となるよう配置されている。この入
力光学的パルスのレベルの減少は、導線２１３上
の利得制御信号をして、トランジスタ２３９およ
び２４４のベース上の電圧を最小の−３ボルトか
ら上昇させる作用を有している。導線２１３上の
自動利得制御信号のこの変化に応動して、トラン
ジスタ２３９および２４４はより多くの電流をエ
ミツタ結合された対に供給する。その結果、トラ
ンジスタ２３５，２３６，２４０および２４１の
ｒ_eは減少し、その利得はｒ_eが最小値をとるま
で、自動利得制御信号の第１のレンジ内で増大す
る。自動利得制御信号は、前記信号がダイオード
２４６および２４７を逆バイアスするのに充分な
程増大すると、前記エミツタ結合された対には最
早何の影響も与えなくなる。

自動利得制御信号が更に正となるとき、前記信
号はまたMOSデバイス２３１の利得を増大させ
る。デバイス２３１に加えられる利得制御信号の
正方向スイングは、制限ダイオード２３３により
地気よりダイオードによる電圧降下分だけ高い電
圧に制限されている。MOSデバイス２３１の第
２のゲートおよび制御ダイオード２３３は、導線
２１３上の自動利得制御信号が第２のレンジまで
増大すると、MOSデバイスの利得を増大させ
る。

更に、自動利得制御信号は可変電圧源２１５に
影響を与える。制御信号が低い負電位にあると
き、エミツタ共通接続されているｐ−ｎ−ｐトラ
ンジスタ２９６は、電圧源２１５中の１対のツエ
ナー・ダイオード２９７および２９８に流れる電
流とシヤントに大きな電流を流すことになる。こ
のとき、電源２１５の出力電圧は、他のツエナ
ー・ダイオード２９９により決定される約150ボ
ルトの最低電圧に保持される。利得制御信号が地
気に対して約1.5ボルト正の電圧に上昇した後で
は、トランジスタの導通度は増々減少する。この
ようにトランジスタがオフとなると、ツエナー・
ダイオード２９７および２９８は増々電流を流
す。高電圧は約150ボルトの最小値から約425ボル
トの最大値に徐々に増大し、アバランシユ光ダイ
オード２２０の利得を12dBから40dBに増加させ
る。ツエナー・ダイオード２９７，２９８および
２９９は、逆バイアスが光ダイオード２２０の最
大許容バイアスを決して超さないように作用す
る。高電圧源中の第３のツエナー・ダイオード２
９９は、高電圧出力が所望の最小値である150ボ
ルト（これは光ダイオード２２０を動作させるた
めの最小バイアスである。）以下に減少すること
が無いように設けられている。

多レンジ制御ループ中のアバランシユ利得と電
気的利得の両者を制御することは有利である。こ
の多レンジ利得制御ループにより、中〜高強度の
入力光信号が受信されるとき、アバランシユ利得
は比較的雑音の少ない低利得に保持される。
MOSデバイスの利得はまた、高強度の入力光信
号が受信されるとき比較的雑音の少ない低利得に
保持される。出力中に雑音を発生させるには不充
分な利得を有するエミツタ結合された対のみが利
得調整され、高レンジの入力光信号において強度
の変動を補償する。導線２１３上の自動利得制御
信号のレンジを分離するため、異なる可変利得装
置の利得の制御を分離することにより、ループの
安定性が保持されると共に、雑音特性はより良く
なる。

第３図を参照すると、位相ロツクおよび周波数
ロツク・タイミング回復回路３０３と判定および
リタイミング回路３０６を含む判定およびタイミ
ング回路３００が示されている。タイミング回復
回路３０３は導線２０７上に生起するデータ・パ
ルス流を受信し、その出力導線３０４上に周期的
なジツタの少ないタイミング信号を発生するよう
作られている。このタイミング信号は到来光デー
タ・パルス流と同期したクロツク・パルス流を形
成する。判定およびリタイミング回路３０６は導
線３０２上に入力光学的パルス流と同期した再生
された電気的データ・パルス流を発生する。この
パルスは明確に規定された高レベルおよび低レベ
ルを有し、そのタイミング・ジツタは少なく、誤
り率は低い。

導線２０７上のベースバンド・データ信号はビ
ツト速度および光学的パルス流の位相を特徴づけ
る情報を含んでいる。このビツト速度および位相
の特性については、その統計的変動と共にダブリ
ユー・アール・ベネツト著、ベル・システム・テ
クニカル・ジヤーナル、37巻、６号、1958年11
月、頁1501〜1542中に述べられている。ボー抽出
回路３１０は導線２０７上のデータ・パルス流か
らデータ・パルス流の周波数および位相情報の両
者を抽出する非線形特性を有する高域フイルタを
含んでいる。

タイミング回復回路３０３は周波数ロツク・ル
ープ中に周波数差検出装置３１１を含んでおり、
誤差信号を発生して導線３１４上のボー成分信号
の振幅が予め定められた値以下に下降するときを
除き、導線２０７上のデータ・パルス流のボー速
度と制御発振器３１６の周波数の差を減少させ
る。周波数差検出装置３１１中には、１対の乗算
器３１２及び３１３の一方をそれぞれ含む第１お
よび第２の枝路がある。これら乗算器は導線３１
４上の抽出されたボー成分信号と制御された発振
器３１６によつて発生された周期的信号と乗算す
る作用をする。

制御された発振器３１６は、導線３１８を、通
して加えられた制御信号に応動して導線３１７上
のその出力信号の周波数を変化させる調整可能な
周波数源である。位相シフタ３２０は制御された
発振器３１６から出力信号を受信し、導線３２１
および３２２上に、制御された発振器と同一の周
波数ではあるが互いに異なる位相を有する出力信
号を発生する。制御された発振器３１６からの周
期的信号の２つの異なる位相成分と導線３１４上
の抽出されたボー速度成分信号とを乗算すること
により、和周波数および差周波数成分信号の両者
を含む周期的波形が２つの枝路の導線３２３およ
び３２４上に発生される。

和周波数成分は低域直列フイルタ３２７および
３２８によつて阻止される。差周波数成分はフイ
ルタ３２７および３２８を通して比較器３３０お
よび３３１に加えられる。各比較器は差周波数信
号を量子化する。

非理想的な微分回路３３２は比較器３３０から
の波形の変位毎に出力パルスを発生する。微分器
からの出力パルス速度は、比較器の出力レベルを
変化させるのに充分な程大きなビート信号を発生
させるのに必要な値以下にボー速度成分の振幅が
低下するときを除き、導線３１４上の信号のボー
成分と導線３２１上の制御された発振器信号の周
波数と周波数差に直接比例している。

微分器３３２および比較器３３１の出力は共に
乗算器３３３で乗算され、そのノードＦに一連の
一定極性パルスを発生する。これらパルスは、導
線３１４上の信号のボー速度成分と、導線３１７
上の制御された発振器信号の周波数との周波数差
に直接比例している速度で生起する。出力制御信
号の極性はこの周波数差に依存する。

周波数ロツク・ループは第３の枝路を含んでお
り、乗算器３３３の出力は、フイルタ３３４、加
算回路３３６、ループ・フイルタ３３７および導
線３１８を含む直列回路を通して制御された発振
器３１６に加えられる。ノードＦの制御パルスの
極性は周波数差を減少させるような極性である。

位相ロツク・ループは、乗算器３４０を含む直
列回路であつて、前記乗算器は低減フイルタ３４
２を通して加算回路３３６の第２の入力に接続さ
れている。前記加算器は更にループ・フイルタ３
３７、制御された発振器３１６、位相シフタ３２
０および導線３４５を通して乗算器３４０の第２
の入力に接続されている。加算回路３３６におい
て、乗算器３４０およびフイルタ３４２により発
生された位相誤差信号を含む制御信号成分は乗算
器３３３からの一連のパルスと組合わされる。

位相ロツクは、周波数差が位相ロツク・ループ
のプル・イン・レンジ内に入るとき、位相ロツ
ク・ループにより達成される。発振器３１６の位
相が入力光学的パルス流と位相と同期すると、ノ
ードＦのパルスは止まり、低域フイルタ３３７か
らの導線３１８上の制御信号はノードＧのゆつく
り変化する位相誤差電圧のみの関数となる。位相
誤差電圧の振幅は、位相が完全に同期すると、零
に近い小さな雑音信号になるまで減少する。

周波数ロツク・ループは位相ロツク・ループの
帯域幅とは無関係に広いプル・イン・レンジを保
証する。何故ならば周波数ロツク・ループは位相
がロツクされていない場合には常に周波数差に応
動してノードＦに制御パルス流を発生するからで
ある。制御パルス流から誘導された信号に応動し
て、発信器３１６の周波数は入力光学的パルス流
のボー速度方向に変化する。

発振器３１６からの導線３０４上のクロツク・
パルス流および導線２０７上のデータ・パルス流
が判定およびリタイミング回路３０６に同時に加
えられる。判定およびタイミング回路において、
比較器５０はデータ・パルスを基準レベル電圧Ｖ
_Rと比較することによりサンプルし、各入力デー
タ・パルスが“１”か“０”かを決定する。導線
２０７上のデータ・パルスの変位は時間的に幾分
不規則であるから、比較器３５０の出力信号のレ
ベルは正確に規定されているが、タイミングは正
確には規定されていない。この出力信号はマス
タ・スレーブ・フリツプ・フロツプ３５２の入力
Ｄに加えられて再サンプルされ、リタイミングお
よび再整形される。

導線３０４上のタイミング回路３０３からのク
ロツク・パルス系列はマスタ・スレーブ・フリツ
プ・フロツプ３５２を駆動し、導線３０２上に、
ほぼ一定振幅を有し、変位時点も同期した良好な
波形を有する電気的データ・パルス流として、デ
ータ・パルス流を再生する。この出力の電気的パ
ルス流は到来光データ・パルス流と同期してお
り、到来光データ・パルス流を表わすことにな
る。

次に第４図を参照すると、光送信部４００の概
略図が示されている。前記送信部４００は導線３
０２により再生された電気的データ・パルス流を
受信し、グラス・フアイバ４０２上に入力光学的
パルス流を表わす再生された光学的パルス流を発
生する。

導線３０２上の再生された電気的データ・パル
ス流はまずインバータ４０１に加えられ、各入力
電気パルスに対し負極性パルスを発生する。再生
された光データ・パルス流は、ストライプ状
AlGaAs二重ヘテロ構造の注入レーザ・ダイオー
ド４１０により発生される。前記レーザ・ダイオ
ードはトランジスタ４１１および４１２を含むエ
ミツタ結合された対の駆動トランジスタ４１１の
コレクタ出力に接続されている。出力電力を駆動
電流の関数としてプロツトしたレーザ・ダイオー
ド４１０の特性は閾値特性を有している。この閾
値はレーザの温度変化および経年変化により変化
する。

導線３０２上の再生された電気的パルス流はト
ランジスタ４１２のベース入力に加えられ、基準
電圧Ｖ_Xはトランジスタ４１１のベース入力に加
えられる。レーザ・ダイオード４１０は導線３０
２によりトランジスタ４１２に加えられるパルス
のレベルに応動して“オン”および“オフ”とな
り、入力光学的パルス流を表わす出力光学的パル
ス流４０２を発生する。

レーザ・ダイオード４１０は閾値電圧を含む特
性を有しているから、導線４０３を通して流れ、
閙値電流の値よりわずかに小さい振幅を有するプ
レバイアス電流でレーザを動作させることが望ま
しい。インバータ４０１からの各負極性パルス
は、レーザの閾値を超す電流をトランジスタ４１
１および導線４０３に流し、それによつてレーザ
に光学的パルスを放射させる。インバータ４０１
からの各低レベル信号はトランジスタ４１１をカ
ツト・オフさせ、レーザを導線４０３のプレバイ
アス電流で動作させる。この電流は閾値レベル以
下であり、したがつてレーザ４１０からの光出力
は極めて低レベルである。

グラフ・フアイバ４０２上の光出力はレーザ・
ダイオード４１０の前表面から発生される。レー
ザからの光学的パルス・パターンは、プレバイア
ス電流を自動的に調整して一定光学的パルス電力
を保持することにより温度変動および経年変化に
対して安定化される。

この調整は、レーザ・ダイオード４１０のバツ
ク・ミラーから放射され、出力パルスを分解する
必要はない低速度光ダイオード４１３により検出
される光学的パルス電力から制御信号を抽出する
フイードバツク回路により実行される。光ダイオ
ード４１３の出力は前記光ダイオードの時定数に
わたつて平均されたレーザのピーク出力に比例し
ている。光ダイオード４１３で発生された電流は
高利得差増幅器４１４の１つの入力に加えられ
る。差増幅器４１４の第２の入力は導線３０２上
の再生された電気的データ・パルス流から取り出
される。

インバータ４０１からの入力データ・パルス流
はトランジスタ４１６および４１７を含むエミツ
タ結合された比較器のトランジスタ４１６のベー
ス入力に加えられる。基準電圧レベルＶ_Yはトラ
ンジスタ４１７のベースに加えられており、トラ
ンジスタ４１７のコレクタから取り出された出力
信号は差増幅器４１４の第２の入力に基準電圧と
して加えられる。

差増幅器４１４に対する入力は、数パルスにわ
たつて信号のピークを平均する同一の低域フイル
タ４１８および４１９を通して加えられる。差増
幅器４１４の出力は光出力から取り出されたフイ
ードバツクと導線３０２上の再生された電気的パ
ルス流から取り出された信号の差の関数として変
化する制御信号である。

差増幅器４１４からの出力信号は増幅器４２２
を通してレーザ駆動導線４２５に加えられる。フ
イードバツク制御信号は、差増幅器４１４および
増幅器４２２をして導線４０３上にプレバイアス
電流（これはレーザ・ダイオード４１０を通して
流れる）を形成させる。プレバイアス電流の振幅
はポテンシヨメータ４３０および抵抗４３１によ
つて調整され、それによつてレーザ・ダイオード
４１０は、導線３０２からパルスが加えられない
とき、その閾値よりわずか下で動作する。温度変
動またはデバイスの経年により生じるレーザ光出
力の変動は光ダイオード４１３を流れる電流に相
応する変化を生じさせる。この電流の変化に応動
して、高利得差増幅器４１４および増幅器４２２
は、これを補償するようプレバイアス電流を変化
させる。このようにしてプレバイアス電流は補償
され、レーザ・ダイオード４１０からの光学的出
力パルスのレベルは一定に保持される。

トランジスタ４１６および４１７を通してプレ
バイアス制御回路に加えられる入力パルス流は可
変基準レベルを発生する。この基準レベルは、入
力パルス流の変動にしたがつてプレバイアス電流
を調整するよう差増幅器４１４に加えられる。こ
の可変基準レベルは更に一定出力光学的パルス・
レベルを保持する。プレバイアス差増幅器４１４
が入力パルス流から取り出された信号を参照する
ことにより、レーザ・ダイオードの寿命は、一定
基準レベルが差増幅器４１４に加えられる装置よ
りも延びることによる。このような一定基準レベ
ルは、入力パルス流中に長時間０が続くとプレバ
イアス電流を増大させる。その後に来る“１”ま
たは一連の“１”はレーザ・ダイオードに対し取
り返しのつかない損傷を与える可能性がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の光学的パルス流再生器のブロ
ツク図、第２図は第１図に示す光再生器の受信部
の概念図、第３図は第１図に示す光再生器の判定
およびタイミング回路のブロツク図、第４図は第
１図に示す光再生器の送信部の概念図である。〔主要部分の符号の説明〕、光受信器……２０
０、到来光データ・パルス流……２０１、増幅器
段……２０３、アバランシユ光ダイオード……２
０２、位相ロツクおよび周波数ロツク回路……３
０３、判定回路……３０６、ボー速度抽出回路…
…３１０、位相ロツク・ループ……３４０，３４
２，３３６，３３７，３１６，３２０，３４５、
リタイマ……３０６、注入レーザ……４１０。

Claims

【特許請求の範囲】１光学的データパルス流を受信して該光学的デ
ータパルス流を表わす電気的データパルス流に変
換する手段と、該受信手段からの電気的データパ
ルス流に応動して前記受信した光学的データパル
ス流に同期したクロツクパルス流を回復する手段
と、クロツクパルス流と受信手段からの電気的デ
ータパルス流とに応動して到来する光学的データ
パルス流を表わす電気的データパルス流を再生す
る手段と、再生した電気的データパルス流に応動
して到来する光学的データパルス流を表わす光学
的出力データパルス流を再生する光学的送信器と
を有する光学的パルス流再生器において、前記光学的送信器は注入レーザ（例えば４１
０）及び再生された電気的データパルス流をビツ
トを表わす電流パルス流に変換する回路（例えば
４１１，４１２）と、プレバイアス電流を発生す
る回路と（例えば４０６）とプレバイアス電流と
ビツトを表わす電流パルスをレーザに加える手段
（例えば４２５）とレーザの平均光出力電力を表
わす信号と再生された電気的データパルス流の平
均を表わす信号の差に応動してプレバイアス電流
を制御して光出力データパルス流を再生する手段
（例えば４１３，４０７，４３０，４１８，４１
９，４１４，４３１）とを有し、前記注入レーザが当該レーザの光学的出力を表
わす信号と再生された電気的パルス流を表わす信
号との差に応じて設定されたプレバイアス信号
と、再生された電気的データパルス流とに応動し
て光学的出力パルス流を再生することを特徴とす
る光学的パルス流再生器。２特許請求の範囲第１項記載の光学的パルス流
再生器であつて；該光受信器は自動利得制御信号の第１のレンジ
に応動して利得を変化させる増幅器及び、該自動
利得制御信号の第２のレンジに応動して利得を変
化させるアバランシユ光ダイオードとを含み、そ
れによつて到来する光データパルス流中のパルス
の振幅の変動にかかわりなく電気的データパルス
を実質的に同一の振幅に保持することを特徴とす
る光学的パルス流再生器。３特許請求の範囲第１項記載の光学的パルス流
再生器であつて；前記光受信器はさらにアバランシユ光ダイオー
ドにバイアスを供給する電源と、基準レベル電圧
と該光受信器からの電気的データパルス流の直流
成分の振幅との差の変化に応動して自動利得制御
信号を変化させる手段と、自動利得制御信号を可
変利得振幅器に加えてその利得を変化させ、且つ
バイアス供給源に加えてバイアスを調整する手段
とを含むことを特徴とする光学的パルス流再生
器。４特許請求の範囲第１項記載の光学的パルス流
再生器であつて；電気的データパルス流及びクロツクパルス流に
応動する前記手段は受信手段からの電気的データ
パルス流に応動して到来する光データパルス流と
同期したクロツクパルス流を復元する位相ロツク
及び周波数ロツク回路と、クロツクパルス流及び
受信器からの電気的データパルス流に応動して到
来する光データパルス流を表わす電気的データパ
ルス流を再生する判定回路を含むことを特徴とす
る光学的パルス流再生器。５特許請求の範囲第４項記載の光学的パルス流
再生器であつて；位相ロツク及び周波数ロツク回路は非線形特性
をもつた高域フイルタを有するボー速度抽出回路
を含み、該ボー速度抽出回路は受信手段からの電
気的データパルス流に応動して到来する光データ
パルス流のボー速度を表わすボー速度成分信号を
発生し、位相ロツク及び周波数ロツク回路はさら
にボー速度成分信号に応動して制御されたクロツ
クパルス発振器の周波数とボー速度成分信号のボ
ー速度の差を減少させる極性とその差に比例した
速度を有する一連のパルスを発生させる周波数差
検出器と、ボー速度成分信号に応動して制御され
たクロツクパルス発振器の周波数及び位相を到来
する光データパルス流と同期させる位相ロツクル
ープとを含み、判定回路はさらに受信手段からの
電気的データパルス流及び位相ロツク及び周波数
ロツク回路からの復元されたクロツクパルス流に
応動して受信手段からの電気的データパルス流を
サンプル及び再サンプルして再生された電気的デ
ータパルス流を発生するリタイマを含むことを特
徴とする光学的パルス流再生器。６特許請求の範囲第４項記載の光学的パルス流
再生器であつて；光受信器はさらにアバランシユ光ダイオードに
バイアスを供給する電源と、基準レベル電圧と光
受信器からの電気的データパルス流の直流成分の
大きさの差の変化に応動して自動利得制御信号を
変化させる手段と、自動利得制御信号を可変利得
増幅器に加えてその利得を変化させ、且つバイア
ス供給源に加えてバイアスを調整する手段とを含
むことを特徴とする光学的パルス流再生器。７特許請求の範囲第６項記載の光学的パルス流
再生器であつて；位相ロツク及び周波数ロツク回路内のボー速度
抽出回路は高域フイルタと非線形回路を含み、受
信手段からの電気的データパルス流に応動して到
来する光データパルス流のボー速度を表わすボー
速度成分信号を発生し、位相ロツク及び周波数ロ
ツク回路はさらにボー速度成分信号に応動して制
御されたクロツクパルス発振器の周波数とボー速
度成分信号のボー速度の差を減少させるような極
性と、前記差に比例した速度とを有する一連のパ
ルスを発生する周波数差検出器と、ボー速度成分
信号に応動して制御されたクロツクパルス発振器
の周波数及び位相を到来する光データパルス流と
同期させる位相ロツクループとを含み、判定回路
はさらに受信手段からの電気的データパルス流と
位相ロツク及び周波数ロツク回路からの復元され
たクロツクパルス流に応動して受信手段からの電
気的データパルス流をサンプル及び再サンプルし
て再生された電気的データパルス流を発生するリ
タイマを含むことを特徴とする光学的パルス流再
生器。