JPS605791A - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents
誘導電動機の制御装置Info
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- JPS605791A JPS605791A JP58112789A JP11278983A JPS605791A JP S605791 A JPS605791 A JP S605791A JP 58112789 A JP58112789 A JP 58112789A JP 11278983 A JP11278983 A JP 11278983A JP S605791 A JPS605791 A JP S605791A
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- torque
- current
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- regenerative
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の技術分野］
本発明は、インバータで駆動される誘導電動機の制御装
置にかかり、特ζ−回生制動時の回生エネルギを抑制す
る回生トルク制限回路（二関するものである。
置にかかり、特ζ−回生制動時の回生エネルギを抑制す
る回生トルク制限回路（二関するものである。
［発明の技術的背景とその問題点］
誘導電動機の一相分の等価回路を第１図に示す０１は励
磁インダクタンスＬｏ、２は二次等価負荷Ｒ２／Ｓであ
る。
磁インダクタンスＬｏ、２は二次等価負荷Ｒ２／Ｓであ
る。
ここζ二Ｒ２は電動機二次巻線抵抗、Ｓけ電動機のすべ
りであり、電動機−次巻線抵抗、−次もれインダクタン
ス、励磁コンダクタンスおよび二次巻線インダクタンス
は無視している。
りであり、電動機−次巻線抵抗、−次もれインダクタン
ス、励磁コンダクタンスおよび二次巻線インダクタンス
は無視している。
第１図Ｃおいて、端子Ａ、Ｂ間Ｉｎ角周波数ω１゜大き
さＥｌの交流電圧を印加しｆｃ場合、電動機の励磁イン
ダクタンス１に流れる電流、つまり電動機励磁′電流Ｉ
Ｏは Ｉｏ ＝ ”１／ωＩＬＯ−−−−−−−−−−−−（
１）となる。また電動機二次巻線に流れる電流Ｉ２Ｈ：
である。
さＥｌの交流電圧を印加しｆｃ場合、電動機の励磁イン
ダクタンス１に流れる電流、つまり電動機励磁′電流Ｉ
Ｏは Ｉｏ ＝ ”１／ωＩＬＯ−−−−−−−−−−−−（
１）となる。また電動機二次巻線に流れる電流Ｉ２Ｈ：
である。
第１図かられかるように、励磁電流■ｏ／′ｉインダク
タンス負荷に流れる電流であるから印加電圧Ｂｌに対し
て、９０度位相が遅れており、二次巻形ａに流れる電流
Ｉ２は抵抗負荷に流れる電流である≠−ら〔印加電圧Ｅ
ｌと同相である。
タンス負荷に流れる電流であるから印加電圧Ｂｌに対し
て、９０度位相が遅れており、二次巻形ａに流れる電流
Ｉ２は抵抗負荷に流れる電流である≠−ら〔印加電圧Ｅ
ｌと同相である。
一方宙１動機内回転磁界の大きさΦは励磁電流ＩＯ（ニ
ル例するから Φ＝＝ ＫＩ ＩＯ−−−−−−−−−−−−−−−（
ｓｌとなる。Ｋ１は比例定数である。
ル例するから Φ＝＝ ＫＩ ＩＯ−−−−−−−−−−−−−−−（
ｓｌとなる。Ｋ１は比例定数である。
ここで、任意のいかなる周波数１−お０ても磁束の大き
さΦが一定となるよう（二、つまり、励磁電流工０が一
定となるようご二制御するＣ−は、（１）入力λられか
るようにＥｌ／ωｌが一定となるよう？１制御すればよ
い。
さΦが一定となるよう（二、つまり、励磁電流工０が一
定となるようご二制御するＣ−は、（１）入力λられか
るようにＥｌ／ωｌが一定となるよう？１制御すればよ
い。
一方電動後の発生トルりＴ（は磁束の大きさΦと磁束中
の二次巻締導体；ユ流れる電１流Ｉ２の積（二上ヒ９１
１するから Ｔ ＝ Ｋ２ΦＩ２ −−−−−−−−−−−−（４）
となる。Ｋ２は比例定数である。
の二次巻締導体；ユ流れる電１流Ｉ２の積（二上ヒ９１
１するから Ｔ ＝ Ｋ２ΦＩ２ −−−−−−−−−−−−（４）
となる。Ｋ２は比例定数である。
従って磁束の大きさΦが一定となるようＣ二ｆｌｉ制御
されている場合、トルクＴの大きさは電動機二次巻線電
流Ｉ２の大きさ５ニル例することがわかる。
されている場合、トルクＴの大きさは電動機二次巻線電
流Ｉ２の大きさ５ニル例することがわかる。
また、前述したよう【：、任意の周波数Ｃ二おいて、周
波数を固定すると、印加電圧Ｅ１け一章的に定数となる
から（２）式はその周波数では Ｉ２＝ ＫＢ Ｓ −−−−−−−−−−−−−−−（
５）となり、電動機発生トルクＴは Ｔ ＝ Ｋ４８ −−−−−−−−−−−−−〜 （６
）となる。ここでに８は定数であり、Ｋ４ｔＩ′ｉ周波
数を固定した場合の定数となる。
波数を固定すると、印加電圧Ｅ１け一章的に定数となる
から（２）式はその周波数では Ｉ２＝ ＫＢ Ｓ −−−−−−−−−−−−−−−（
５）となり、電動機発生トルクＴは Ｔ ＝ Ｋ４８ −−−−−−−−−−−−−〜 （６
）となる。ここでに８は定数であり、Ｋ４ｔＩ′ｉ周波
数を固定した場合の定数となる。
また、電動機−次電流１．の大きさけ、励磁電流ｉｏと
二次巻線電流ｉ２のベクトル和であり、励磁電流１０と
二次巻線電流１２は直交関係（−あるから、１１＝、／
ＩＯ”＋Ｉ２２−−−−−−−−−−−（γンとなる。
二次巻線電流ｉ２のベクトル和であり、励磁電流１０と
二次巻線電流１２は直交関係（−あるから、１１＝、／
ＩＯ”＋Ｉ２２−−−−−−−−−−−（γンとなる。
従って励磁電流ＩＯが一定、つまり磁束が一定となるよ
うに制御した場合、電動機の必砂とするトルクＴがまれ
ば（２）式より となるよりな工２をめ、（γ）式よりめた亀？？！１＋
機−次電流ＩＩとなるよう（二、電動機−次電流を流す
と共に、（６）式よりめたすべり８＋二相当したすべり
周波数分を電動機同期回転数に加算した霜゛５源周波数
を与えることにより、電動機は必要とするトルクを発生
し、速度制御を行なうことが出来る。
うに制御した場合、電動機の必砂とするトルクＴがまれ
ば（２）式より となるよりな工２をめ、（γ）式よりめた亀？？！１＋
機−次電流ＩＩとなるよう（二、電動機−次電流を流す
と共に、（６）式よりめたすべり８＋二相当したすべり
周波数分を電動機同期回転数に加算した霜゛５源周波数
を与えることにより、電動機は必要とするトルクを発生
し、速度制御を行なうことが出来る。
これら誘導電動機の性質≦二基いて、従来からインバー
タｆ二より誘導電動機のすべり周波数制御を行なう誘導
電動機制御装置が用いられて来た。第２図（−その系統
図を示す。
タｆ二より誘導電動機のすべり周波数制御を行なう誘導
電動機制御装置が用いられて来た。第２図（−その系統
図を示す。
第２図において、交流電源を直流に変換する整流器３と
負荷側無効電力を吸収するコンデンサ４より禍°成され
る直流電源は正側母線と負側母線間Ｃ二１対ずつ直列に
接続されたトランジスタ等のスイッチング素子５が並列
６１３組接続され、各スイッチング素子に逆並列に整流
素子６が接続さ八たインバータ６Ａｌ−直流電圧を印加
し、さらに３対のスイッチング素子の中性点より、２線
は電流検出器７．８を経て誘゛導電動機９に、他の１線
は直接−導電動機９に接続する。
負荷側無効電力を吸収するコンデンサ４より禍°成され
る直流電源は正側母線と負側母線間Ｃ二１対ずつ直列に
接続されたトランジスタ等のスイッチング素子５が並列
６１３組接続され、各スイッチング素子に逆並列に整流
素子６が接続さ八たインバータ６Ａｌ−直流電圧を印加
し、さらに３対のスイッチング素子の中性点より、２線
は電流検出器７．８を経て誘゛導電動機９に、他の１線
は直接−導電動機９に接続する。
誘導電動機９の速度は速度検出器１０により検出され、
速度検出信号Ｖ８として出力される。
速度検出信号Ｖ８として出力される。
速度設定器１１で設定された誘導電動機９の設定速度Ｖ
ＳＲは速度制御回路１２において速度検出信号Ｖ８と比
較演算されトルク基準信号Ｔ９を出力する。
ＳＲは速度制御回路１２において速度検出信号Ｖ８と比
較演算されトルク基準信号Ｔ９を出力する。
また、関数発生器１３はトルク基準信号ぜに対して（７
ン式の関係を有する信号と１．て誘導電動機９の電流基
準信号ＩＩＷを発生する。
ン式の関係を有する信号と１．て誘導電動機９の電流基
準信号ＩＩＷを発生する。
捷た、トルク基準信号Ｔ９は調整器１４を介してすべり
周波数に対応する電圧信号ＳＶに変換される。
周波数に対応する電圧信号ＳＶに変換される。
この電圧信号ＳＶは速度検出信号■８と和をとられ、電
圧−周波数変換器Ｉ５に入力され周波数信号ｆｏｌ二変
換される。
圧−周波数変換器Ｉ５に入力され周波数信号ｆｏｌ二変
換される。
正弦波電流基準発生回路１６は電流基準信号ＩＩＷと周
波数信号ｆｏとを合成し、電流の大きさが１１で出力周
波数がｆｏである正弦波電流基準工Ｒ′を発生させる。
波数信号ｆｏとを合成し、電流の大きさが１１で出力周
波数がｆｏである正弦波電流基準工Ｒ′を発生させる。
また正弦波電流基準発生回路１７は正弦波電流基準ＩＲ
Ｗ ＋一対し大きさが同じで位相が１２０°遅れた正弦
波電流基準ＩＳ９を発生させる。
Ｗ ＋一対し大きさが同じで位相が１２０°遅れた正弦
波電流基準ＩＳ９を発生させる。
正弦波電流基準ＩＲ″はＲ相の電流制御回路１８ Ｃて
Ｒ相の負荷電流である電流検出器７の出力ＩＲと比較増
幅されてＲ相の電圧基準ｙＲ％となり、パルス幅変調回
路１９を介してＲ相のスイッチング素子を制御し、負荷
電流ＩＲが電流基準ＩＲ９通すを１流れるよう５二制御
する。
Ｒ相の負荷電流である電流検出器７の出力ＩＲと比較増
幅されてＲ相の電圧基準ｙＲ％となり、パルス幅変調回
路１９を介してＲ相のスイッチング素子を制御し、負荷
電流ＩＲが電流基準ＩＲ９通すを１流れるよう５二制御
する。
同様に正弦波電流基準工ｓＮはＳ相の電流制御回路２０
にてＳ相の負荷電流である電流検出器８の出力Ｉｓと比
較増幅されてＳ相の電圧基準Ｖ ８ Ｍとなり、パルス
幅変調回路２１を介してＳ相のスイッチング素子を制御
し、負荷電流工８が電流基準ＩｓＨ通す【１流れるよう
に制御する。
にてＳ相の負荷電流である電流検出器８の出力Ｉｓと比
較増幅されてＳ相の電圧基準Ｖ ８ Ｍとなり、パルス
幅変調回路２１を介してＳ相のスイッチング素子を制御
し、負荷電流工８が電流基準ＩｓＨ通す【１流れるよう
に制御する。
インバータ６人は三相３線式であるため、任意の時間ｆ
二おける各相電圧の和は零となる性質から、Ｔ 相（Ｄ
電圧基準ＶＴ”ｕ ＶＲ″＋ＶＢ’ ＋ ＶＴ” ＝
Ｏｆ ｆｘ ｂちＶＴ” ＝ −（ＶＲ”＋ＶＳ”）
トナル必要カｈル。
二おける各相電圧の和は零となる性質から、Ｔ 相（Ｄ
電圧基準ＶＴ”ｕ ＶＲ″＋ＶＢ’ ＋ ＶＴ” ＝
Ｏｆ ｆｘ ｂちＶＴ” ＝ −（ＶＲ”＋ＶＳ”）
トナル必要カｈル。
従ってＴ相の電圧基準ｖＴ９は電圧基準発生回路２２＋
二より、Ｒａｆｔ流制御回路１８の出力であるＲ相電圧
基準ＶＲ″とＳ相電流制御回路２０の出力であるＳ相電
圧基準■８′とを合成して発生され、パルス幅変調回路
２３を介してＴ相スイッチング素子を駆動している。
二より、Ｒａｆｔ流制御回路１８の出力であるＲ相電圧
基準ＶＲ″とＳ相電流制御回路２０の出力であるＳ相電
圧基準■８′とを合成して発生され、パルス幅変調回路
２３を介してＴ相スイッチング素子を駆動している。
一方、誘導電動機ＩＯが回生動作となった場合は、回生
エネルギはスイッチング素子５と逆並列に接続された整
流素子６を介してコンデンサ４に貯えられる。その結果
コンデンサ４の電圧は上昇する。
エネルギはスイッチング素子５と逆並列に接続された整
流素子６を介してコンデンサ４に貯えられる。その結果
コンデンサ４の電圧は上昇する。
回生制御回路２４にて、上記コンデンサ電圧を検出し、
コンデンサ電圧が所定の値以上となった場合、スイッチ
ング素子２５をオンさせる信号をスイッチング素子２５
＋二送り、スイッチング素子２５をオンさせるととＣ二
より上記回生エネルギを制動抵抗器２６１−て熱に変換
して吸収している。
コンデンサ電圧が所定の値以上となった場合、スイッチ
ング素子２５をオンさせる信号をスイッチング素子２５
＋二送り、スイッチング素子２５をオンさせるととＣ二
より上記回生エネルギを制動抵抗器２６１−て熱に変換
して吸収している。
このような方式において、回生エネルギが大きくて制動
抵抗器で吸収出来なくなると、コンデンサ４の電圧がさ
らに上昇し、制動抵抗器２６に流れる電流、つまりスイ
ッチング素子２５に流れる電流が増加して素子の定格を
越えたり、インバータ回路を構成するスイッチング素子
５の定格電圧を越え、装置を破壊させる恐れがある。
抵抗器で吸収出来なくなると、コンデンサ４の電圧がさ
らに上昇し、制動抵抗器２６に流れる電流、つまりスイ
ッチング素子２５に流れる電流が増加して素子の定格を
越えたり、インバータ回路を構成するスイッチング素子
５の定格電圧を越え、装置を破壊させる恐れがある。
このため、コンデンサ４の端子電圧を監視し、コンデン
サ電圧が予め設定しである危険電圧に達した時、異常と
して、インバータの機能を完全２−停止（全停止）させ
ていた０従って、以後運転の続行が不可能であった。
サ電圧が予め設定しである危険電圧に達した時、異常と
して、インバータの機能を完全２−停止（全停止）させ
ていた０従って、以後運転の続行が不可能であった。
［発明の目的］
本発明は、インバータで駆動される誘導電動機の制御架
９において、回生制動時Ｃ二回生エネルギが過大（二な
ったとき制動トルクの基準値を低減させ、これによって
直流側コンデンサの過電圧や制動抵抗の過電流を防止し
て制動運転を安定に継続できるよう１ニした合理的な誘
導電動機の制御装置を提供することを目的としている。
９において、回生制動時Ｃ二回生エネルギが過大（二な
ったとき制動トルクの基準値を低減させ、これによって
直流側コンデンサの過電圧や制動抵抗の過電流を防止し
て制動運転を安定に継続できるよう１ニした合理的な誘
導電動機の制御装置を提供することを目的としている。
［発明の概要］
本発明は、可変電圧可変周波数のインノく一夕で駆動さ
れる誘４電動機をトルク制御ループを含む速度制御回路
を介して可変速制御する誘導電動機の制御装置（二おい
て、回生制動時の直流側過電圧、制動抵抗過電流または
交流電源への回生電流の過電流を検出し、上記過電圧ま
たは過電流に応じて上記トルク制御ループｌ二おけるト
ルク基準を低減させるトルク制限回路を設け、回生回路
の吸収可能なエネルギの範囲で回生制動を行なわせ、こ
れＣ二よって回生制動運転を継続して安定に１行なわせ
るようにしたものである。
れる誘４電動機をトルク制御ループを含む速度制御回路
を介して可変速制御する誘導電動機の制御装置（二おい
て、回生制動時の直流側過電圧、制動抵抗過電流または
交流電源への回生電流の過電流を検出し、上記過電圧ま
たは過電流に応じて上記トルク制御ループｌ二おけるト
ルク基準を低減させるトルク制限回路を設け、回生回路
の吸収可能なエネルギの範囲で回生制動を行なわせ、こ
れＣ二よって回生制動運転を継続して安定に１行なわせ
るようにしたものである。
［発明の実施例］
本発明の一実施例を第３図（二示す。
第３図１−おいては、コンデンサ４と並列に過電圧検出
器２７を設けると共（二、過電圧検出器２７の検出出力
ｌ二応じて動作するトルク制限回路２８を速度制御増巾
器１２と直列Ｃ二挿入し、速度制御増巾器１２から出力
されるトルク基準Ｔ′＊をコンデンサ４の過電圧に応じ
てＴｌ＊、二低減させている。
器２７を設けると共（二、過電圧検出器２７の検出出力
ｌ二応じて動作するトルク制限回路２８を速度制御増巾
器１２と直列Ｃ二挿入し、速度制御増巾器１２から出力
されるトルク基準Ｔ′＊をコンデンサ４の過電圧に応じ
てＴｌ＊、二低減させている。
その他は第２図と同じである。
回生回路で吸収し得る電力Ｐ１は第３図におけるブロッ
ク図では、制動抵抗器２６の抵抗（＋ｉＩ Ｒと、スイ
ッチング素子２５の定格電流■およびコンデンサ電圧Ｖ
ｅ ｒ二より定まる。
ク図では、制動抵抗器２６の抵抗（＋ｉＩ Ｒと、スイ
ッチング素子２５の定格電流■およびコンデンサ電圧Ｖ
ｅ ｒ二より定まる。
スイッチング素子２５のオン・電圧を無視すると、スイ
ッチング素子２５がオンした時に制動抵抗２６薯二■Ｃ
２ 消費される電力Ｐ１はＰｊ＝１−となる。
ッチング素子２５がオンした時に制動抵抗２６薯二■Ｃ
２ 消費される電力Ｐ１はＰｊ＝１−となる。
但し、この時制動抵抗器２６に流れる電流、つまりスイ
ッチング素子２５に流れる電流は、スイッチング素子２
５の定格電流ＩＣを越えてはならないからである。
ッチング素子２５に流れる電流は、スイッチング素子２
５の定格電流ＩＣを越えてはならないからである。
ここで、制動抵抗器２５の抵抗を下げ、スイッチング素
子の定格電流の大きなものを使用すると、回生回路で吸
収し得る電力量を増加できるが、コスト高となる。従っ
て、回生回路はインバータ容量またげ電動機容量Ｅユ合
わせて選定される。
子の定格電流の大きなものを使用すると、回生回路で吸
収し得る電力量を増加できるが、コスト高となる。従っ
て、回生回路はインバータ容量またげ電動機容量Ｅユ合
わせて選定される。
つまり、回生回路で吸収し得る電力Ｐ１と回生電力ＰＲ
とは一般にＰ、 ） ＰＲの関係が成立するように回生
容量を選定している０ しかしながら、機械イナーシャの非常に大きな負荷、急
減速の必要な用途に対しては、上記条件が満たされずＰ
、 （ＰＲの状態が発生し得る。
とは一般にＰ、 ） ＰＲの関係が成立するように回生
容量を選定している０ しかしながら、機械イナーシャの非常に大きな負荷、急
減速の必要な用途に対しては、上記条件が満たされずＰ
、 （ＰＲの状態が発生し得る。
その結果として、回生エネルギを回生回路にて吸収し得
なかった電力ＰＲ，−Ｐ、によりコンデンサ端子電圧の
上昇として表われる。
なかった電力ＰＲ，−Ｐ、によりコンデンサ端子電圧の
上昇として表われる。
従って、コンデンサ端子電圧が回生制御回路２４の設定
電圧よりも上昇した場合、過電圧検出回路２７はその電
圧上昇の割合に応じてトルク制限回路２８の制限値を変
え、電動機の発生トルクを減少させる様にトルク基準信
号Ｔ＊を小さくシ、回生エネルギを減少させ、Ｐ、＜Ｐ
Ｒとなるようにし、コンデンサ端子電圧の上昇を抑え、
コンデンサ電圧が危険電圧に達しないようにする○ 第４図１−コンデンサ端子電圧ＶＣに対するトルク基準
値Ｔ１８の関係を示す。
電圧よりも上昇した場合、過電圧検出回路２７はその電
圧上昇の割合に応じてトルク制限回路２８の制限値を変
え、電動機の発生トルクを減少させる様にトルク基準信
号Ｔ＊を小さくシ、回生エネルギを減少させ、Ｐ、＜Ｐ
Ｒとなるようにし、コンデンサ端子電圧の上昇を抑え、
コンデンサ電圧が危険電圧に達しないようにする○ 第４図１−コンデンサ端子電圧ＶＣに対するトルク基準
値Ｔ１８の関係を示す。
図中、Ｃ点は回生制御回路動作点であり、Ｄ点からトル
ク制限回路２８が動作し、コンデンサ電圧ＶＣが上昇す
るに従ってトルク制限がかけられる。
ク制限回路２８が動作し、コンデンサ電圧ＶＣが上昇す
るに従ってトルク制限がかけられる。
Ｅ点は危険電圧である。図中、Ｃ点り点は同一電圧値と
なってもかまわない。
なってもかまわない。
本発明の他の一実施例を第５図に示す。
第５図においてにｒ１第３図５−おけろ過笥、圧検出器
２７の代り５二過電流検出器３０が設けられており、電
流検出器２９を介して制動抵抗器２６に流れる制動電流
を検出し、これが設定値を超えたとき過電流検出信号を
出力し、トルク制限回路２８を介してトルク基準Ｔ＊を
Ｔ１＊＋−低下させている。他は第３図１と同じである
。
２７の代り５二過電流検出器３０が設けられており、電
流検出器２９を介して制動抵抗器２６に流れる制動電流
を検出し、これが設定値を超えたとき過電流検出信号を
出力し、トルク制限回路２８を介してトルク基準Ｔ＊を
Ｔ１＊＋−低下させている。他は第３図１と同じである
。
さらに第６図は本発明の他の実施例を示すもので、この
場合は、順変換器として第２図、第３図、第５図；二お
ける整流器３の代りに制御可能スイッチング素子：３１
と逆並列整流素子３２をブリッジ接続した順変換器３Ａ
が用いられると共■二、制シリ抵抗器２６を含む血流側
回生回路が除かれており、回生エネルギは交流電源側へ
回生される。
場合は、順変換器として第２図、第３図、第５図；二お
ける整流器３の代りに制御可能スイッチング素子：３１
と逆並列整流素子３２をブリッジ接続した順変換器３Ａ
が用いられると共■二、制シリ抵抗器２６を含む血流側
回生回路が除かれており、回生エネルギは交流電源側へ
回生される。
すなわち回生電流基準発生回路３５をコンデンサ４【二
並列に接続し、コンデンサ匍゛１圧ＶＣの上昇１ユ応じ
て回生電流基準ＩＲＲＦを発生させ、回生電流相１ｊ碑
回路３６を介して順変換器３Ａの通電を制御ｔ／％交流
實、錘への回生電流をＩＲＥＦに応じて制御する。
並列に接続し、コンデンサ匍゛１圧ＶＣの上昇１ユ応じ
て回生電流基準ＩＲＲＦを発生させ、回生電流相１ｊ碑
回路３６を介して順変換器３Ａの通電を制御ｔ／％交流
實、錘への回生電流をＩＲＥＦに応じて制御する。
さらＣユコンデンサ電圧Ｖｃが過′亀圧１−なると過電
圧検出器２７およびトルク制限回路２８を介して制動ト
ルクを低減させている。
圧検出器２７およびトルク制限回路２８を介して制動ト
ルクを低減させている。
−ま７’ｉｃ第７図は本発明のさらξ二個の実施例を示
すもので、第６図における過電圧検出器２７の代りｇ二
、回生電流基準発生回路３５の出力電圧が所定値を超え
たとき動作する過電流検出器３７を用い、その出力に応
じてトルク制限回路２８を介してトルク基準Ｔ＊をＴｌ
＊ｌ二低涯させている。他は第６図と同じである。
すもので、第６図における過電圧検出器２７の代りｇ二
、回生電流基準発生回路３５の出力電圧が所定値を超え
たとき動作する過電流検出器３７を用い、その出力に応
じてトルク制限回路２８を介してトルク基準Ｔ＊をＴｌ
＊ｌ二低涯させている。他は第６図と同じである。
［発明の効果］
以上説明したように本発明によれば、インノ（−タで駆
動される誘尋電動機の制御装置１−おｌ／１て、直流回
路捷たげ交流電源への回生エネルギが過大になったとき
回生トルクのトルり基準を低下させ、これによってＩＧ
流回路のコンデンサの過電圧、化１］勤抵抗の過電流ま
たは交流電源への回生電流の過大Ｃ二なるのを防止して
制動運転を安全に継続できる安定な誘導＠動機の制御装
置が得られる。
動される誘尋電動機の制御装置１−おｌ／１て、直流回
路捷たげ交流電源への回生エネルギが過大になったとき
回生トルクのトルり基準を低下させ、これによってＩＧ
流回路のコンデンサの過電圧、化１］勤抵抗の過電流ま
たは交流電源への回生電流の過大Ｃ二なるのを防止して
制動運転を安全に継続できる安定な誘導＠動機の制御装
置が得られる。
第１図は誘４電動機の一相分の等価回路、第２図は従来
の銹導電動機の制御装置の一例を示す系統図、第３図は
本発明の一実施例を示す系統図、第４図は第３図Ｃ二お
けるコンデンサ電圧ＶＣとトルり基準Ｔとの関係を示す
図、第５図〜第７図はそれぞれ本発明の他の実施例を示
す系統図である。 ３ 整流器 ３Ａ 順変換器 ４ コンデンサ ５，２５．３１ スイッチング素子６
．３２ 整流素子 ６人 インバータ９ 誘導電動機
■０ 速度検出器 １２ 速度制御回路 １３ 関数発生器１４ 調整器
１５１！圧−周波数変換器１６．１７ 正弦波電流基準
発生回路 １８．２（＋ 電流制御回路 １９、２１．２３ パルス巾変調回路 ２２ 電圧基準発生回路 ２４ 回生制御回路２６ 制
動抵抗器 ２７ 過電圧検出器２８トルク制限回路 ３
０，３７ 退部；びｒ、検出器３５ 回生電流基準発生
回路 ３６ 回生電流制御回路 代理人 弁理士 猪 没 祥 晃（ほか１名）第１図 第４図 →ＶＣ
の銹導電動機の制御装置の一例を示す系統図、第３図は
本発明の一実施例を示す系統図、第４図は第３図Ｃ二お
けるコンデンサ電圧ＶＣとトルり基準Ｔとの関係を示す
図、第５図〜第７図はそれぞれ本発明の他の実施例を示
す系統図である。 ３ 整流器 ３Ａ 順変換器 ４ コンデンサ ５，２５．３１ スイッチング素子６
．３２ 整流素子 ６人 インバータ９ 誘導電動機
■０ 速度検出器 １２ 速度制御回路 １３ 関数発生器１４ 調整器
１５１！圧−周波数変換器１６．１７ 正弦波電流基準
発生回路 １８．２（＋ 電流制御回路 １９、２１．２３ パルス巾変調回路 ２２ 電圧基準発生回路 ２４ 回生制御回路２６ 制
動抵抗器 ２７ 過電圧検出器２８トルク制限回路 ３
０，３７ 退部；びｒ、検出器３５ 回生電流基準発生
回路 ３６ 回生電流制御回路 代理人 弁理士 猪 没 祥 晃（ほか１名）第１図 第４図 →ＶＣ
Claims (1)
- 可変′出、比可変周波数のインバータで駆動される誘導
電動機をトルク制御ループを含む速度制御回路を介して
可変速制御する誘導電動機の制御装置において、回生制
動時の直流側過電圧、制動抵抗過電流または交流電源へ
の回生電流の過電流を検出し、上記過電圧またけ過電流
（一応じて上記トルク制御ループｌ二おけるトルク基準
を低減させるトルク制限回路を設けたことを特徴とする
誘導電動機の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58112789A JPS605791A (ja) | 1983-06-24 | 1983-06-24 | 誘導電動機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58112789A JPS605791A (ja) | 1983-06-24 | 1983-06-24 | 誘導電動機の制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS605791A true JPS605791A (ja) | 1985-01-12 |
Family
ID=14595550
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58112789A Pending JPS605791A (ja) | 1983-06-24 | 1983-06-24 | 誘導電動機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS605791A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0658972A1 (fr) * | 1993-12-16 | 1995-06-21 | Schneider Electric Sa | Système de controle d'alimentation d'un moteur asynchrone |
| US7317292B2 (en) * | 2003-10-17 | 2008-01-08 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | AC motor control method and control device |
| DE102012216008A1 (de) | 2012-09-10 | 2014-03-13 | Robert Bosch Gmbh | Betriebszustandsschaltung für Wechselrichter und Verfahren zum Einstellen von Betriebszuständen eines Wechselrichters |
| JP2015003349A (ja) * | 2013-06-19 | 2015-01-08 | セイコーエプソン株式会社 | ロボット |
| KR20200058822A (ko) * | 2018-11-20 | 2020-05-28 | 한국전기연구원 | 회생 제동 장치 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5666189A (en) * | 1979-10-31 | 1981-06-04 | Fuji Electric Co Ltd | Overvoltage protector for electric motor variable speed operating inverters |
| JPS56129595A (en) * | 1980-03-14 | 1981-10-09 | Toshiba Corp | Operation controlling device for motor |
-
1983
- 1983-06-24 JP JP58112789A patent/JPS605791A/ja active Pending
Patent Citations (2)
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| FR2714233A1 (fr) * | 1993-12-16 | 1995-06-23 | Telemecanique | Système de contrôle d'alimentation d'un moteur asynchrone. |
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| WO2014037143A1 (de) | 2012-09-10 | 2014-03-13 | Robert Bosch Gmbh | Betriebszustandsschaltung für wechselrichter und verfahren zum einstellen von betriebszuständen eines wechselrichters |
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| KR20200058822A (ko) * | 2018-11-20 | 2020-05-28 | 한국전기연구원 | 회생 제동 장치 |
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