JPS6049377B2 - ドライブ回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 多数の低レベルアナログ信号について選択、切換を行な
う際、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）により代表され
る電圧制御素子のオン・オフ・スイッチング動作を利用
して行なうことが多いが、該素子を駆動するための制御
信号と該素子を実際に駆動するドライブ信号との間では
直流的な絶縁を必要とする場合が多い。

この発明は、電圧制御素子に対するかかる絶縁形のドラ
イブ回路に関するものてある。第１図は、従来の絶縁形
ドライブ回路の一例を示す回路図である。

同図において、１は電圧制御発振器、２は絶縁トランス
、３は制御信号、４はドライブ信号、である。電圧制御
発振器１は、制御信号３が印加されている間だけ発振し
、発振出力は絶縁トランス２を通過した後、ダイオード
により整流され、コンデンサＣ）抵抗Ｒにより平滑化さ
れた後、ドライブ信号４となつて被駆動対象（例えばＦ
ＥＴ）へ供給される。

ところでかかるドライブ回路は、できる限り小形化する
ことが望まれているので、トランス２も非常に小形のも
のが用いられる。トランス２は小形てあると、１次、２
次の巻線の巻回数も多くとることができない。すると巻
線のインダクタンスが低くなるので低周波の信号はトラ
ンス２を通過し難くなる。そのため発振器１の発振周波
数を高くすることになるが、発振周波数が高いと高周波
ノイズが発生し易くなり、ドライブ信号４にかかるノイ
ズが重畳されて被駆動対象へ供給Ｊされ悪影響を及ぼす
ことになる。コンデンサＣ）抵抗Ｒによる時定数を大き
くとればノイズは解消できるが、その代りドライブ信号
４の立ち上り、立ち下りがシャープでなく、なまつてく
るという別の問題を生じる。被駆動対象をＦＥＴとし、
該ｉＦＥＴが低レベルのアナログ信号回路に接続されて
いるような場合、前記ノイズがアナログ信号の増幅器に
直接影響してオフセットを生じてしまうことなどがあり
、そのほか制御素子（ＦＥＴ）が低電力で駆動できるに
もかかわらず、ドライブ回路ての電力消費が大きいとい
う問題もあり、第１図に示す如きドライブ回路は低レベ
ルのアナログ信号に関連して所に用いるのには、都合の
悪いドライブ回路であつた。第２図は、従来の絶縁形ド
ライブ回路の他の例を示す回路図てある。

同図においては、第１図における電圧制御発振器１の代
りに、トランス２の１次側に直列にトランジスタＴｒｌ
を接続し、アンドゲートＡにおいて制御信号３とクロッ
ク信号５の論理積を作り、該論理積出力によりトランジ
スタＴ、１をオン・オフ制御することにより、連続的に
パルス出力を作り出してトランス２の１次側へ印加する
ものであるが、第１図の場合と同様な不都合があつた。
第３図は更に別の従来例を示す回路図である。

同図においては、パルストランス６の１次側にスイッチ
ングトランジスタＴｒ２が直列に接続されており、該ト
ランス６の２次側はダイオードを介しコンデンサＣに並
列に接続されている。そのほかスイッチングトランジス
タＴｒ３，Ｔｒ４およびパルストランス７が図示の如く
接続されている。■。。は電源電圧である。動作を説明
する。

トランジスタＴｒ２のベースヘオン動作用のパルスが入
力されると、瞬時該トランジスタＴ，２は導通し、パル
ストランス６を介してその２次側へパルス出力を生じる
。該パルス出力はダイオードにより整流された後、コン
デンサＣに蓄積される。すなわちコンデンサＣはトラン
．ス６の２次側に発生するパルス電圧を保持する。被駆
動対象がＦＥＴである場合、その入力インピーダンスは
非常に高く、ＦＥＴをドライブするには電圧のみでよく
、電流は殆んど不要である。従つてコンデンサＣに保持
されているパルス電圧を３用いてＦＥＴをドライブする
ことができる。ドライブを止めるときは、トランジスタ
Ｔｒ３のベースにオフ動作のためのパルスを印加すると
、その瞬時該トランジスタが導通する。そのためパルス
トランス７の２次出力が発生し、トランジスタＴｒ４４
が導通する結果、コンデンサＣは放電し、その保持電位
を失う。従つてＥＦＴのドライブも止む。かかる第３図
に示した如きドライブ回路は、性能的には優れているが
、オン用とオフ用に制御信号が２組必要であるほか、価
格的に高価なトランスを２個使用しているため、価格が
高くなること、また容積が大きいという欠点がある。従
つてかかるドライブ回路を実際の製品に応用しようとす
ると、被駆動対象であるＦＥＴの数が多い場合（選択、
切換を行なわれるべき信号の数が多い場合）には、該製
品が価格的、構造的にきわめて不利なものになるという
事情にあつた。そのほか従来の絶縁形ドライブ回路とし
ては、フ制御信号回路側とドライブ信号回路側を光結合
素子を用いて結合することにより直流的に絶縁するもの
もあるが、それぞれの回路に絶縁電源を必要とし高価に
なるという問題があり、またこのタイプで低価格のもの
は性能的に問題があり、特に光７結合素子であるフォト
カプラは信頼性が低いという欠点があつた。

この発明は、上述のような技術的背景のもとになされた
ものであり、従つてこの発明の目的は、動作遅れ時間が
きわめて小さく、消費電力も少なく、ノイズの発生もな
く、その上、価格的にも低廉であり、信頼性も高い絶縁
形ドライブ回路を提供することにある。

この発明の構成の要点は、１次側と２次側を直流的に絶
縁する絶縁トランスと、該トランスの１次側をパルス駆
動するため該１次側と直列に接続された第１のスイッチ
ング回路と、１次側がパルス駆動された際、前記トラン
スの２次側に、順方向パルス電圧の発生に続いて通常発
生する逆方向のパルス電圧（バツクスイング電圧）を抑
止し或いは発生させるため該トランスの１次側に並列に
接続されたダイオードおよび第２のスイッチング回路か
ら成る直列回路と、前記トランスの２次側にあつて前記
順方向パルス電圧を保持するため該２次側とダイオード
を介して並列に接続されたコンデンサと、前記バツクス
イング電圧により導通して前記コンデンサを放電させる
ため該コンデンサと並列に接続された第３のスイッチン
グ回路を含む放電回路とによりドライブ回路を構成した
点にある。

次に、この発明の実施例を説明するわけであるが、その
前に、この発明において利用するトランスの一性質を説
明しておくことが、この発明の理解のために好都合であ
る。

第４図は、トランスにおけるバツクスイング制御回路を
示す回路図で、この発明の理解に必要なトランスの一性
質を説明するための図であり、第５図は第４図の各部に
おける動作信号のタイミング図である。

両図を参照して説明する。

トランスの１次側にパルス電圧を印加すると、それによ
り蓄えられたエネルギーは、バツクスイング、リターン
スイングと称されるトランス固有の電圧減衰振動を行な
いながらエネルギーを放出する。第４図は、トランスＴ
１の１次側巻線と直列にスイッチＳ１を接続１し、また
該巻線と並列に、スイッチＳ２とダイオードＤの直列回
路を接続し、２次側を開放とした回路を示す。スイッチ
Ｓ１は、オンのとき回路を閉じてトランスＴ１の１次側
にパルス電圧を印加し、続いてオフとなつて回路を開く
スイッチである。スイッチＳ２は、１次側巻線の両端Ａ
３Ｂの間をダイオードＤを通して閉じるためのスイッチ
であり、ダイオードＤは、バツクスイングにより生じる
点Ａ，Ｂ間の逆方向電圧をクランプするためのダイオー
ドである。このダイオードＤにより、ス，インチＳ１と
Ｓ２を同じタイミングでオンすることが可能となる。さ
て、各スイッチＳｌ，Ｓ２を第５図に示すタイミングで
オン・オフ動作させたとすると、時刻ｔ１〜ちの間は、
スイッチＳ２がオンのため、スイッチＳ１を時刻ｔ１〜
Ｔ３の間オンしたことによりトランス１次側の点Ａ，Ｂ
間に生じるバツクスイング電圧は、ダイオードＤの順方
向電圧降下ＶＦにクランプされる。

この状態がトランス２次側へ伝えられるので出力電圧Ｖ
。のバツクスイング電圧■Ｂは、第５図にも示すとおり
、きわめて小さい。これに対して、時刻ζ〜ζにおいて
、スイッチＳ２がオフの状態のとき、スイッチＳ１をオ
ンすると、その間にトランスに蓄積されたエネルギーは
、スイッチＳ，のオフ時、アースとの間の静電容量を通
してバツクスイング、リターンスイングと称される電圧
減衰振動を行ないながら放出される。従つて２次側出力
電圧Ｖ。も、バツクスイング波形ＢＳｌリターンスイン
グ波形ＲＳにみられる如き振動現象を起こしながら減衰
する。リターンスイング電圧は小さいので、以後無視し
て説明する。すなわち、トランスＴ１の１次側のスイッ
チＳ２のオン●オフ動作により２次側出力電圧■。にお
けるバツクスイング電圧の発生を制御することができる
。以上を理解した上で、次にこの発明の一実施例を説明
する。第６図は、この発明の一実施例を示す回路図てあ
り、第７図は第６図における各部の動作信号のタイミン
グ図である。

第６図において、パルストランス１３の１次側には、ス
イッチングトランジスタ８乃至１０と、ダイオードＤ１
が図示の如く接続されている。

適宜のタイミングで信号ＴＭｌがトランジスタ８のベー
スへ、また同じく適宜のタイミングで信号ＴＭ２がトラ
ンジスタ９のベースへ、それぞれ印加されるようになつ
ている。なおＶ。Ｏは電源電圧である。トランス１３の
２次側には、ダイオードＤ２，Ｄ３、コンデンサＣ１ス
イッチングトランジスタ１１、抵抗Ｒｌ，Ｒ２が図示の
如く接続されている。１２は電圧制御素子としてのＦＥ
Ｔであり、信号の流れをオン・オフ制御するためのもの
である。

第６図第４図と対比すると、トランス１３はトランスＴ
，に、スイッチングトランジスタ８はスイッチＳ１に、
同じくスイッチングトランジスタ１０はスイッチＳ２に
対応している。さて第７図を参照して、第６図に示すこ
の発明の一実施例の動作を説明する。

時刻ｔ１〜Ｔ３の期間は、トランジスタ９のベースへ印
加される信号ＴＭ２がハイ・レベルにあるため該トラン
ジスタがオンに転じると共に、トランジスタ１０も同じ
くオン状態にある。

従つてトランス１３の１次側巻線の両端Ａ。，八間は、
オン状態にあるトランジスタ１０とダイオードＤ１にノ
より閉じられている。そのため時刻ｔ１〜ちの間、トラ
ンジスタ８のベースへ印加される信号ＴＭｌがハイレベ
ルとなり、トランジスタ８を導通させたのち時刻ｚにお
いてトランジスタ８を不導通にすると、トランス１３の
１次側の点Ａ。，ＢＯ間にタバツクスイング電圧が発生
するが、このバツクスイング電圧の発生時には、ダイオ
ードＤ１、トランジスタ１０のコレクタ●ベース端子間
、トランジスタ９を介してベース電流が流れるため、ト
ランジスタ１０は逆トランジスタとして作用し、、Ｏト
ランジスタ１０のコレクタ・エミッタ間が導通するため
、バツクスイング電圧はきわめて小さくなる。従つてこ
の間にトランス１３の２次側巻線に生じるバツクスイン
グ電圧も小さいので、２次側巻線→ダイオードＤ３→ト
ランジスタ１１のべース・エミッタ間−２次側巻線とい
う閉回路は導通せず、トランジスタ１１はオフのままで
あるから、２次巻線に生じる最初の順方向電圧はダイオ
ードＤ２を通してコンデンサＣを急速に充電し、この充
電電荷は放電することなく保持される。このようにして
コンデンサＣの供給する一定電圧■。が、抵抗Ｒ２を介
してＦＥＴｌ２にドライブ信号として印加され、該ＦＥ
Ｔはオンに転じる。先にも述べたように、ＦＥＴは電圧
制御素子であつて、その入力インピーダンスが非常に高
く、電流は殆んど流入しない。従つてコンデンサＣは一
定電圧ＶｃをＦＥＴｌ２へ供給し続けることができる。
次に時刻ζ〜Ｔ５の間、信号ＴＭｌを再びハイレベルに
ｔてトランジスタ８を導通させる。このときは、信号Ｔ
Ｍ２はローレベルにあり、従つてトランジスタ１０はオ
フ状態にある。そのためトランジスタ１３においては、
トランジスタ８のオフ時の静電容量を通してバツクスイ
ングが起きるのでその出力電圧■。にも、順方向電圧に
続き大きなバツクスイング電圧が発生し、２次側巻線→
ダイオードＤ３→トランジスタ１１のベース・エミッタ
間→２次側巻線の回路が導通し、電流が流れる。そのた
めトランジスタ１１はオン状態となり、コンデンサＣの
電荷は、トランジスタ１１のコレクタ・エミッタ間と２
次側巻線を経て瞬時に放電し、コンデンサＣの両端電圧
は、（■ＢＯ＋■０３）程度になつた後、零となる。但
し、■８Ｅ１はトランジスタ１１のベース・エミッタ間
電圧であり、■０３はダイオードＤ３の電圧降下分であ
る。するとＦＥＴｌ２へのドライブ信号が零となり、Ｆ
ＥＴｌ２のドライブは止む。ダイオードＤ３と抵抗Ｒ１
は、トランジスタ１１のオフ時のＩＣＢＯの補償用であ
り、ダイオードＤ３はさらに、時刻Ｔ２〜Ｔ４間に含ま
れる僅かのバツクスイング電圧によりトランジスタ１１
がオンしないように余裕をもたせ５る働きをも兼ねてい
る。またトランジスタ９は、信号ＴＭ２の極性を、トラ
ンジスタ１０のドライブに適合した極性に変えるための
ものであり、トランジスタ１０のドライブ方法を変えれ
ば、不要にすることもできる。トランジスタ８乃至１１
４は、他の適宜のスイッチング手段に置き換え得ること
は云うまでもない。例えば、トランジスタ１０のかわり
にＦＥＴを用いた回路例を第８図に示す。第８図ではト
ランス１３の２次側に接続される回路が示されていない
が、第６図におけるのと全く同一の回路が接続される。

第８図では第６図と比較してトランジスタ１０の代かわ
りにＦＥＴｌ４が使用され、このＦＥＴｌ４を動作させ
るためにインバータ１５と抵抗Ｒ３が追加されているが
、他の構成は第６図と同一である。このような構成にお
いて、信号ＴＭ２がロー・レベルにあるとトランジスタ
９が導通し、電源電フ圧Ｖ．ｃより抵抗Ｒ３、トランジ
スタ９を介して電流が流れるため、抵抗Ｒ３の電圧降下
によりＦＥＴｌ４のゲートＧとソースＳ間に電圧が印加
されてＦＥＴｌ４が不導通となる。

これに対して、信号ＴＭ２がハイ・レベルにあるとトラ
ンジ７スタ９が不導通となり、ＦＥＴのゲートＧとソー
スＳ間に印加されていた電圧がなくなるためＦＥＴｌ４
のソースＳとドレインＤ間が導通する。したがつて、第
８図に示す回路は信号ＴＭｌ，ＴＭ２に応じて第５図、
第７図に示すタイノミングにて動作をする。

以上説明した通りであるから、この発明のドライブ回路
によれば、電圧制御素子に対するドライブ信号の立ち上
り、立ち下りが鋭く、該素子の高速のスイッチングが可
能であるという利点があり、またドライブ信号となる出
力電圧は、パルストランスの１次側における一発のパル
スのみから得られ、ドライブ信号のオン期間またはオフ
期間中に、パルストランスの１次側に連続的にパルスを
印加することを要しないので、ノイズ発生の恐れがない
という利点があるから、微弱なアナログ信号のオン・オ
フ動作を行なう制御素子のドライブ用としてこの発明に
よるドライブ回路は好適である。

またこの発明によるドライブ回路は消費電力が少なくて
すむという利点もある。さらにトランスを１個しか使用
しないのて価格的に低廉であり、容積も小さい。なおこ
の発明によるドライブ回路は、電圧制御素子に対する絶
縁形ドライバーとして用いられるだけでなく、各素子の
定数を変えれば、電圧制御素子の駆動用として用いるこ
とも或る程度は可能である。

また第６図の回路構成において、信号ＴＭｌとして適当
なりロックパルスを常時印加しておくと、トランジスタ
９に印加されている信号ＴＭ２のロー或いはハイの状態
を、１次側から絶縁された信号として２次側へ取り出し
判定することもてきる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、従来の絶縁形ドライブ回路の一例を示す回路
図、第２図は同じく他の例を示す回路図、第３図はさら
に別の従来例を示す回路図、第４図はトランスにおける
バツクスイング制御回路を示す回路図、第５図は第４図
における各部の動作信号のタイミング図、第６図はこの
発明の一実施例を示す回路図、第７図は第６図における
各部の動作信号のタイミング図、第８図はこの発明の別
の実施例を示す回路図である。 図において、１は電圧制御発振器、２は絶縁トランス、
３は制御信号、４はドライブ信号、５はクロック信号、
６と７はそれぞれパルストランス、８乃至１１はそれぞ
れスイッチングトランジスタ、１２はＦＥＴｌｌ３はパ
ルストランス、１４はＦＥＴｌｌ５はインバータを示す
。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ １次側と２次側を直流的に絶縁する絶縁トランスと
   、該トランスの１次側をパルス駆動するため該１次側と
   直列に接続された第１のスイッチング回路と、１次側が
   パルス駆動された際、前記トランスの２次側に、順方向
   パルス電圧の発生に続いて通常発生する逆方向のパルス
   電圧（バツクスイング電圧）を抑止し或いは発生させる
   ため該トランスの１次側に並列に接続されたダイオード
   および第２のスイッチング回路から成る直列回路と、前
   記トランスの２次側にあつて前記順方向パルス電圧を保
   持するためダイオードを介して該２次側と並列に接続さ
   れたコンデンサと、前記バツクスイング電圧により導通
   して前記コンデンサを放電させるため該コンデンサと並
   列に接続された第３のスイッチング回路を含む放電回路
   とを有して成ることを特徴とするドライブ回路。