JPS6031306A - バンドパスフイルタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、バンドパスフィルタに関し、特に選択度すな
わちＱの極めて高いバントパスフィルタに関する。

〔背景技術とその問題点〕

たとえはヒテオテープレコーダ（以下Ｖ　ＴＩ（、とい
う）では、磁気ヘットの数句けられたドラムの回転駆動
軸からの中心ずれ等の原因により、ドラムの回転ムラが
生じることがある。特に、超小型化の要求されるビテオ
カメラ一体型ＶＴＲ等においては、この回転ムラが多く
存在する。このトラムの回転ムラによって、ドラム回転
周期毎に磁気ヘットの取付けられたドラム周縁に速度ム
ラが生じ、このような速度ムラのあるＶ　Ｅ’　Ｒによ
って記録したテープを、他のＶ　’Ｊ’　Ｒによって再
生すると、再生画像に縦線の割れが生じるいわゆる画割
れを引き起こす。

そこて、このような画割れを取除くために、再生側のＶ
　Ｔ　Ｒのドラムの回転速度に記録側のＶＴＲのドラム
の回転ムラと同様な変化を与えることが考えられる。こ
れには、再生側のＶ　Ｔ　Ｒにおい士、再生映像信号の
水平同期信号に基ついて、記録側のＶＴＲに生じていた
ドラム回転ムラによる速度ムラを検出し、この検出信号
をドラム回転周波数を中心周波数とするバンドパスフィ
ルタに通すことにより、検出信号の内の回転周期成分を
抽出するようにする。そして、この抽出した信号をドラ
ムサーボ回路に帰還し、再生側のＶＴｌ’（、のドラ仏
の回転に変化を与え、記録テープの映像信号上の速度ム
ラを打ぢ消して、上記両割れを防止する。

ところが、トラムサーボ系の回転周波数付近の周波数応
答特性は、位相特性のずれが大きく、回転周波数の±１
ＱＨｚに対する応答について、位相特性が約±９０°変
動している。このため、ドラムサーボに帰還する帰還量
をたとえは２０ｄＢ得ようとすると、上記ハフ１−パス
フイルクの性能は、ドラムの回転周波数を３　Ｑ　ｌ−
１ｚ　とすれば、中）Ｌ・周波数が回転周波数の±０．
５１−ＩＺてあり、Ｑは３゜となるため、このようなバ
ンドパスフィルタは、実現が困難である。

〔発明の目的〕

そこで、本発明はこのような実情に鑑み提案されたもの
であり、たとえばＶＴＲ，のドラムの回転周波数に中心
周波数が正確に一致し、Ｑの極めて高いバンドパスフィ
ルタを提供するこきを目的とする。

〔発明の概要〕

この目的を達成するために本発明のハフ１−バスフィル
タは、通過周波数帯の中心周波数と等しい周波数の第１
の参照信号を発生する手段と、上記第１の参照信号と同
一の周波数で一定位相のずれた第２の参照信号を発生す
る手段と、入力信号と上記第１及び第２の参照信号とを
それぞれ掛は合わせる第１及び第２の掛算器と、上記第
１の掛算器からの出力の低域成分を取り出す第１のロー
ノくスフィルク及び第２の掛算器からの出力の低域成分
を取り出す第２のローパスフィルタと、上記第１のロー
パスフィルタからの出力と上記第１の参照信号とを掛は
合わす第３の掛算器及び上記第２のローパスフィルタか
らの出力と上記第２の参照信号とを掛は合わす第４の掛
算器と、第３及び第４の掛算器の出力を加え合わす加算
回路とを備えて成ることを特徴とする。

〔実施例〕

以下、本発明の一実施例を図面に基づき説明する。

前述したように、たとえばビテオテープレコーダ（以下
ＶＴＲという）において、磁気ヘットの取付けられたド
ラムの偏心等の原因により起こるドラムの回転ムラによ
って、ドラム周縁に速度ムラが生じる。この速度ムラを
有するＶ’ｌＲによって記録されたテープを他のＶ　Ｔ
　Ｒ，て再生すると、再生画像に縦線の割れが生じるい
わゆる画割れを引き起こしていた。

第１図は、この画割れを補正する両割れ補正回路のフロ
ック図である。この第１図に示す画割れ補正回路には、
本発明に係るバンドパスフィルタ１が用いられている。

すす、画割れ補正回路の動作の説明を行なう。

ドラムに回転ムラのあるＶＴＲ，にょって記録されたテ
ープを他のＶＴＲ，のドラム２により再生し、再生して
得られた映像信号より、水平同期信号分離回路３によっ
て、水平同期信号を分離して取出す。つぎに、この水平
同期信号を１５．７３４ＫＩ−Ｉｚの基準信号と位相比
較回路４で位相比較して位相ずれを検出する。この位相
ずれは、記録側ＶＴＲのドラムの持つドラム回転周波数
毎たとえば３０Ｈｚ毎の速度ムラに相当するものである
。この検出された位相すれは、位相比較回路４において
電圧信号に変換される。位相比較回路４で取出された上
記速度ムラに対応する電圧信号には、ドラム回転周波数
であるたとえば３０１−１２　成分のみならずさまさま
の周波数のノイズ成分が含すれている。

このため、この電圧信号をそのままドラムサーボ回路５
に帰還すると、トラムサーボ系の回転周波数付近の位相
特性のずれいわゆる位相回りが大きく、上記速度ムラを
補正しようとするにもがかわらず、逆に速度ムラを助長
させてしすうことになる。したがって、上記電圧信号を
上記αンドバスフィルタ１に通すことにより３０Ｉ−Ｉ
ｚ成分のみを取出している。そして、この３９Ｈｚ成分
の電圧信号をローパスフィルタ１０を介したのち、増幅
器６で増幅し侍の鴫、移相回路７において、３０Ｈｚで
の位相回りを補正し、ドラムサーボ回路５に供給する。

これにより、ドラム２を駆動するモータ８の回転速度を
制御して、記録側Ｖ　Ｔ　Ｉ（、のドラムの速度ムラと
同一のムラをドラム２に与えることにより、再生映像信
号上に現われている速度ムラを補正し、出力端子９より
補正された映像信号を得ることができ、再生画像の上記
価割れを補正することができる。

つぎに、本発明に係る上記バンドパスフィルタ１につい
て説明する。第２図は、このパン１−パスフィルタ１の
ブロック図を示しており、第３図は、バントバスフィル
タ１の動作を説明する波形図である０ この第２図において、入力端子１１には、上記位相比較
回路４より得られる記録側ＶＴＲのドラムの速度ムラに
対応する電圧信号が入力される。

この入力端子１１に入力される入力信号は、第３図Ａに
示されている。上記バンドパスフィルタ１の通過周波数
帯の中心周波数は、たとえばＶＴＩ（。

のドラム回転周波数であるたとえば３３Ｈｚに設定すし
ている。バンドパスフィルタ１には、この中心周波数に
等しい周波数の第」の参照信号である第３図Ｂに示すた
とえば矩形波９６１を発生ずる手段の発振器１２が設け
られている。また、上記第１の参照信号と同一の周波数
で所定の位相たとえば９０°位相のすれた第２の参照信
号である第３図Ｃに示す矩形波９６２を発生する手段の
発振器１３が設けられている。才だ、上記入力信号と、
上記発振器１２．１３の出力である上記第１および第２
の参照信号とをそれぞれ掛は合わせる第１および第２の
掛算器１４．１５が設けられている。

ところで、これら参照信号は矩形波９６１．　ｆｊ２　
であるため、入力信号とこれら参照信号とをそれぞれ掛
は合わせるということは、矩形波’ｒ＋９６２のそれぞ
゛れハイとローについて、入力信号をそのまま通過させ
るか反転させて取出すかに対応している。したがって、
入力信号と矩形波Ｏ１とが掛は合わされる掛算器１４に
おいては、掛算器１４を構成する信号切換スイッチ１６
により、入力信号と、信号反転手段１７で反転された入
力信号の反転信号とを、矩形波０］のハイとローとに基
づいて切換え、取出すようにしている。すなわち、矩形
波グ、がハイのときは入力信号を選択し、ローのときは
反転信号を選択している。そして、上記掛算器１４から
は、第３図りに示す出力波形が得られる。また、入力信
号と矩形波９６２　とが掛は合わされる掛算器１５にお
いては、信号切換スイッチ１８により、入力信号と入力
信号の反転信号とが、矩形波０２　に基ついて切換えら
れ、第３図Ｅに示す出力波形を得ることができる。この
ように、入力信号を矩形波９６ｒ、＄２　に基ついてそ
れぞれたとえはドラム回転周期で反転、非反転を切換え
ることにより、掛算器１４．１５の出力をそれぞれ得て
いる。つぎに、これら出力は、力・ノドオフ周波数がｆ
ｃてあり同じ特性を持つ第１および第２のローパスフィ
ルタ１９．２０に通される。

これらローパスフィルタ１９．２０を通過することによ
り、掛算器１４．１５の出力からは低域成分が取出され
、矩形波１１．９６２　の周波数であり上記バントバス
フィルタ１の中心周波数であるたとえば３０Ｉ−Ｉｚ　
に直交する成分がそれぞれ検出される。ここで、上記入
力信号に含まれる成分の内、ドラム回転周波数成分に比
べその３倍周波数の成分が充分小さいことを考えれば、
ローパスフィルタ１９の出力は、ドラム回転周波数すな
わちバンドパスフィルタ１の中心周波数の細成分と見な
すことができる。また、ローパスフィルタ２０の出力は
、上記回転周波数のｃｏｓ成分とみなせる。ところで、
上記ローパスフィルタ１９．２０のカッＩ・オフ周波数
ｆｃは、この実施例の場合たとえば０１１−Ｉｚに設定
されている。このように、ローパスフィルタにおいては
、バンドパスフィルタとは異なり、抵抗およびコンデン
サ等の構成回路により容易に、直流レベルよりカットオ
フ周波数までの帯域を狭く設定することが可能である。

つぎに、ローパスフィルタ１９の出力は、第３の掛算器
２１において、上記第１の参照信号である矩形成Ｏ１と
掛は合わされる。すなイっち、掛算器２１を構成する信
号切換スイッチ２２により、ローパスフィルタ１９の出
力と、信号反転手段２３により反転された該出力の反転
信号とが、矩形波Ｏ１に基づいて切換えられ、第３図Ｆ
に示す出力波形が得られる。また、ローパスフィルタ２
０の出力は、第４の掛算器２４により、上記第２の参照
信号である矩形波〆２と掛は合わされる。すなわち、掛
算器２４の信号切換スイッチ２５により、ローパスフィ
ルタ２０の出力と、信号反転手段２６により反転された
該出力の反転信号とが、矩形波〆２に基づいて切換えら
れ、第３図Ｇに示す出力波形が得られる。そして、これ
ら掛算器２１．２４により、上記矩形波９６１．〆２が
それぞれ上記ローパスフィルタ１９．２０の出力により
振幅変調されて得られた。それぞれの出力が、加鎧−回
路２７において加え合わされたのち、３次高調波以上を
遮断するローパスフィルタ２８に通され、出力端子２９
より第３図Ｈに示す上記パンＩ・バスフィルタ１の出力
を得ることができる。′なお、ローパスフィルタ２８の
代りに、Ｑの低いバンドパスフィルタを用いるようにし
てもよい。このように取出されたバンドパスフィルタ１
の出力は、中心周波数がたとえばドラム回転周波数であ
るたとえば３０Ｉ−Ｉ　ｚに正確に等しく、通過周波数
帯域幅が上記口−バスフィルタ１９．２０のカットオフ
周波数ｆｃの２倍である２　ｆｃ　となる。これらロー
パスフィルタ１９．２０のカットオフ周波数ｆｃをたと
えばＱ、　ｌ　Ｈｚ　に設定すれば、上記通過帯域帯が
０２Ｈｚ　トなり、上記バンドパスフィルタ１の選択度
すなわちＱは１５０と非常に高いものになる。

このように本発明によるバンドパスフィルタ１は、無調
整で中心周波数が第１および第２の参照信号の周波数に
正確に等しく、また、ローパスフィルタ１９．２０のカ
ットオフ周波数ｆｃを任意に小さく選ぶことにより、任
意に高いＱを得ることができる。

ところで、上記第１および第２の参照信号すなわち矩形
波１１．＄２　の周波数をたとえばドラム回転周波数の
整数倍に選ぶことにより、上記バンドパスフィルタ１の
中心周波数をドラム回転周波数の整数倍に等しい周波数
に設定するこさができる。

このように構成された上記バンドパスフィルタ１を、上
述の画割れ補正回路に用いることにより、バンドパスフ
ィルタ１のＱが極めて高く、中心周波数がドラム回転周
波数に正確に等しいため、上記位相比較回路４の出力で
あるドラムの速度ムラに対応する電圧信号より、正確に
回転周波数に等しいたとえは３ＱＩ−１，ｚ成分を抽出
することができる。このため、バンドパスフィルタ１の
出力に基ついて、ドラムサーボ系路５に帰還を掛けるこ
とにより、ドラムサーボ系の１〜ラム回転周波数近辺の
位相ずれに影響されることなく、上記速度ムラを補正す
ることができる。

ところで、第４図は、上記パン）・バスフィルタ１を含
めた上記側割れ補正回路全体のドラム回転周波数（３Ｑ
Ｈｚ）近傍の位相特性の変化（実線）を示している。こ
の第４図に示すように、速度ムラが補正されるのではな
く逆に増大されるような上記補正回路の発振に至るまで
の位相まわり（±１８０°）に対する位相余裕をそれぞ
れ６０°にとるとき、通過帯域幅は、５．３１−１ｚに
制限される。しかし、ドラムがベル１．１駆動である場
合などは回転周波数６近の位相特性の変化が大きく、ド
ラムサーボ系の伝達特性の位相の経時変化を考えと、位
相余裕が小さいと、逆に速度ムラが増大されるようにな
るため、通過帯域幅はできるだけ狭くしておくのが望ま
しい。

この第４図において、ａは上記位相比較回路４に用いら
れるＰＬＬ回路、１〕は」１記バンドパスフィルタ１、
Ｃは上記ローパスフィルタ１０、ｄは上記移相回路、Ｃ
は上記ドラムサーボ回路５およびモーフ８を含めたドラ
ムサーボ系のそれぞれの位相特性を示している。

ところで、上記バンドパスフィルタ１の動作ヲ、上記第
１および第２の参照信号にそれぞれｓｉｎ波形およびｃ
ｏｓ波形を用いた場合について、数式を用いて説明する
。

上記バンドパスフィルタ１の入力端子１１に入力され、
上記位相比較回路４の出力である入力信号Ｅ１を、 Ｅｌ二ΣＡｎ　ＯＯ８（（ω。＋△ωｎ）を十〇）とす
る。ここで、ω０はたとえば上記；へラムの回転周波数
であり、△ω。はノイズ成分に相当している。また、０
は初期位相である。ところで、この入力信号Ｅ・はつぎ
のように分解することができる。

Ｅ１＝ΣＡｎＯｏｓ（（ωｏ＋△ω。）を十〇）＝Σ（
ＡｎｅＯＩｌｌθｏｏｓ（ω０＋△ωｎ）ｔ−ｌａ、（
１ｓ１ｎθ５ｉｎ（ω０＋△ωｎ）ｔ＋また、バンドパ
スフィルタ１の出力信号ＥＯは、入力信号Ｅｌからノイ
ズ成分△ω□を取り除いたものであり、 ＥＯ二Ａｏ■Ｓ（ω。を十〇） ：　Ａ　ｏｃｏｓ　Ｏｃｏｓωｏ１−　ＡＯｓｉｎθｓ
ｉｎωＯ１である。これにより、上記入力信号Ｅｉから
ＡｏωＳθ成分および−ＡＯｉ１ｉｎθ成分をそれぞれ
分離して取出し、これらにそれぞれドラム回転周波数に
等しい基糸信号ｃｏｓωｏｔおよびｓｉｎωｏｔをそれ
ぞれ掛は合せて、加算することにより、バントパスフィ
ルタ１の出力信号ＥＯをめることがイつかる。

そこで、上記入力信号Ｅｌに、上記第１の参照信号に相
当するたとえばｉω０ｔを掛けることにより、 Ｅｌ−８ｍωｏ１−Σｓｍω、）ｔａＡｎωＳ（（ω０
＋△ωｎ）を十〇）−１ΣＡ４１［ｓ毎（２ω０＋Δω
。）を十０ｎ −５ｊｎ（△ω、１＋θ）〕 となる。ここで、低域成分のみ通過するたとえば上記ロ
ーパスフィルタ１９にＥｉ　−５ｉｎａノ０１を通ずこ
とにより、△ω。二〇のみ通過させれば、ローパスフィ
ルタ１９の出力として一畦ＡｏＳｉｌｌθを４＜：）　
ことができる。

才だ、上記入力信号Ｅ１に、上記第２の参照信号に相当
するたとえばｍωＯ１を掛けることにより、ＥｉＨｃｏ
ｓωｏｔ−ΣｃｏｓωＯｔ　−ＡＩｌ　ｃｏｓ　（（ω
θ＋Δωｏ）を十〇）−上ΣＡｎ　［：ｃｏｓ（（２ω
θ＋△ωｎ）ｔ＋０）ｎ 軸Ｓ（△ω。を十〇）〕 となる。ここで、たとえば上記ローパスフィルタ２０に
Ｅｌ・ｃｏｓωｏｔ　を通すことにより、△ω。＝０そ
して、これらローパスフィルタ’１９．２０の出力を２
倍したーＡＯｓ］Ｊ１θおよびＡＯｃｏｓθにそれそ゛
れ第１および第２の参照信号であるｓｉｎωｏｔおよび
Ｃｔ）ＳａＯ２を掛けたのち加算することにより、バン
ドパスフィルタ１の出力Ｅｏ　＝ＡｏωＳ（ω、１十〇
）を得ることができる。すなわち、 ＡＯＱＯＳθｃｏｓωｏＬ　ＡｏｓｉｎθＳｍωｏ　ｔ
　＝　Ａｏｃｏｓ（ωＯ１＋θ）となる。ところで、第
１および第２の参照信号の周波数をω０の整数倍すなわ
ちへω０として、ｓｉｎ　ＮωＯ１およびωＳＮωＯｔ
を参照信号とずれは、バンドω０　に設定することが可
能である。また、ローパスフィルタ１９．２０のカット
オフ周波数を任意に小さく選ぶことにより、バンドパス
フィルタ１の通過帯域幅を任意に狭くすることができ、
Ｑの高さを任意に高くすることができる。

ところで、上述の説明のように、第１および第２の参照
信号にｉ波および魚波を用いるようにすれば、上記バン
ドパスフィルタ１のローパスフィルタ２８は不要となる
。才だ、掛算器１４，１５゜２１．２４の構成も変化す
る。

このように、本発明のバンドパスフィルタは、所定の位
相のずれた２つの参照信号と入力信号とをそれぞれ掛は
合わせたのちローパスフィルタに通じ、入力信号のｓｉ
ｎ成分およびωＳ成分を検出する。

そして、これらｓｊ＋成分、ｃｏｓ成分を上記参照信号
によりそれぞれ掛は合せたのぢ、加算することにより、
中心周波数が参照信号の周波数に正確に等しく、Ｑが任
意に高いバントパスフィルタを構成できる。

明で述べたＶＴＩＩ、の回転周波数の速度ムラ成分を検
出するために用いるのみならす、たとえばディスクプレ
ーヤ等に用い、ティスフ回転周波数成分の速度ムラ信号
を検出するようにしてもよい。

〔発明の効果〕

以上の説明から明らかなように、本発明によれば、基本
周波数にたとえばノイズ成分の他の周波数が混入した入
力信号に、この基本周波数の整数倍の周波数でしかも互
いに所定の位相のずれた２つの参照信号をそれぞれ掛は
合わせたのち、カットオフ周波数がｆｃのローパスフィ
ルタに通し、このローパスフィルタのそれぞれの出力に
、上記参照信号をそれぞれ掛は合ぜたのち加算すること
により、通過帯域幅が２　ｆｃであり、中心周波数が正
確に参照信号の周波数に等しく、Ｑが任意に高いバンド
パスフィルタを構成することができる。

このように、構成されたハンＩ・ハスフィルタは、無調
整で所定の性能を得ることができ、経年変化に強いため
、システムの中に組み込み無調整のまま使用することが
可能である。

たとえば、ドラムに速度ムラのあるＶＴＲによって記録
された信号を再生した場合に生じる画割れを補正する上
で、速度ムラ検出信号よりドラム回転周波数成分のみを
取出すために上記バンドパスフィルタを用いてもよいし
、またディスクプレーヤ等の再生信号より、回転周波数
成分の速度ムラを検出するために用いてもよＧ゛。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係るバンドパスフィルタの用いられた
ＶＴＩ％の画割れ補正回路のブロック図、第２図は上記
バンドパスフィルタのブロック図、第３図は上記バンド
パスフィルタの動作を説明する波形図、第４図はバンド
パスフィルタを含めた上記面割れ補正回路の位相特性を
示す図である。 １・・・・・・・・・・・・・・・・・・　バンドパス
フィルタ１１・・・・・・・・・・・・・・・　入力端
子１２．１３・・・・・・　発振器 １４．１５，２１．２４・・・・・・掛算器１９　、２
００．、、ローパスフィルタ２７・・・・・・・・・・
・・・・・　加算回路２８・・・・・・・・・・・・・
・・　ローパスフィルタ２９・・・・・・・・・・・・
・・・　出力端子特許出願人　ソニー株式会社 代理人　弁理士　小　池　晃 同　１）　利　榮　−

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 通過周波数帯の中心周波数と等しい周波数の第１の参照
   信号を発生する手段と、上記第１の参照信号と同一の周
   波数で一定位相のずれた第２の参照信号を発生する手段
   と、入力信号と上記第１及び第２の参照信号とをそれぞ
   れ掛は合イっせる第１及び第２の掛算器と、上記第１の
   掛算器からの出力の低域成分を取り出す第１のローパス
   フィルタ及び第２の掛算器からの出力の低域成分を取り
   出す第２のローパスフィルタと、上記第１のローパスフ
   ィルタからの出力と上記第１の参照信号とを掛は合わす
   第３の掛算器及び上記第２のローパスフィルタからの出
   力と上記第２の参照信号とを掛は合わす第４の掛算器と
   、第３及び第４の掛算器の出力を加え合わず加算回路と
   を備えて成ることを’ｌとするバンドパスフィルタ。