JPS6030150B2 - 電源供給装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、テレビジョン受像機に使用して有効な電源供
給装置に関するもので、特に整流回路の変換効率を高め
ることを目的とするものである。

従来、整流素子としてはゲルマニウムダイオードおよび
シリコンダイオードの２種類が主として用いられており
、．整流時の順方向電圧降下はゲルマニウムダイオード
０．２Ｖ前後、シリコンダイオード０．８Ｖ前後となっ
ている。このことから、露源電圧の低い回路においては
、順方向電圧降下の小さいゲルマニウムダイオードを用
いた方が整流効率は高くなる。しかしながら、近年、ゲ
ルマニウムダイオードは特殊な検波用のポィンコンタク
ト形以外は生産が望めず、整流用で高周波用（水平発振
周波数程度）としての接合形は人手が不可能となってお
り、実際の回路においてはシリコンダイオードを使用せ
ざるを得ないという問題があった。

本発明は、高周波で動作可能な、しかもゲルマニウムダ
イオードと同等以下の順方向電圧降下の等価ダイオード
をもつ電源供給装置を提供せんとするものである。

以下、本発明および従釆例について説明するが、ここで
はブーストアップ方式（供給電源電圧より等価的に動作
電源電圧を高める方式）を用いた水平偏向出力回路のブ
ーストダィオードをシリコントランジスタに置換する場
合を例にとって説明する。まず最初に、フーストダィオ
ードとしてシリコンダイオードを用いた従来例の回路お
よび動作について第１図の図面に従って説明する。

第１図において、１は水平駆動回路、２は駆動トランス
、３は水平出力トランジスタ、４はダンパーダィオード
、５は共振コンデンサ、６は直流阻止用コンデンサ、７
は偏向コイル、８はフライバックトランス、９および１
０はフライバックトランス８の１次巻線と２次巻線、１
１はブーストダィオード、１２は直流電源、１３はブー
ストコンデンサ、１４及び１５はフライバックトランス
８の１次巻線９に設けられたブーストアップ量を決定す
るための巻線端子、１６は高電圧整流用ダイオード、１
７は高電圧平滑用コンデンサ、１８は出力端子である。

水平駆動回路１の出力電圧を駆動トランス２を介して水
平出力トランジスタ３のベースへ印放し、そのコレクタ
にブーストダイオード１１とフライバックトランス８の
１次巻線９を介して直流電源１２の電圧を供給すれば、
水平出力トランジスタ３は入力電圧に応じてオン、オフ
動作を行なう。このような水平出力トランジスタ３のオ
ン、オフ動作によって、走査期間の前半はダンパーダィ
オード４を介して、そして後半は水平出力トランジスタ
３を介して偏向コイル７に鏡歯状波電流が流入し、水平
出力トランジスタ３がオフとなる時点からダンパーダィ
オード４がオンとなるまでの帰線期間において、偏向コ
イル７と共振コンデンサ５の時定数で決定されるフライ
バックパルス電圧がフライバックトランス８の１次巻線
９に発生する。上記のごとくして帰線期間に発生したフ
ライバックパルス電圧は、フライバックトランス８の昇
圧作用により、１次側よりも大きな電圧を２次巻線１０
‘こ誘起し、この誘起電圧は高電圧整流用ダイオード１
６と高電圧平滑用コンデンサー７で整流、平滑され、出
力端子１８へ所要の直流高電圧を発生する。

この出力端子１８から得られる直流高電圧は図示してい
ないが、ブラウン管のアノード電極へ供給される。第２
図は第１図における各部の電圧、電流波形図である。

すなわち、第２図のａは駆動入力電圧、ｂは水平出力ト
ランジスタ３のコレクタ電流、ｃはダンパーダィオード
４のダンパー電流、ｄはフライバックトランス８の１次
側フライバックパルス電圧、ｅは偏向コイル７の偏向電
流、ｆは１次巻線９の端子１４−１５間に発生する誘起
電圧の波形である。第２図ｆに示した如く、端子１４一
１５間に誘起電圧が発生することから、定常動作時にお
いては、ブーストコンデンサ１３には走査期間を通じて
第２図ｆに示す平均レベル電圧ＶＢと直流電源１２の電
源電圧の和がブーストダイオード１１を介して印加され
る。

この動作によって、ブーストコンデンサ１３は直流電源
１２の電源電圧より高い電圧に充電される。即ち、定常
動作において、水平出力トランジスタ３へ供給される電
源電圧は等価的に１次巻線９の端子１５に接続された直
流電源１２の電源電圧より大きなブーストコンデンサ１
３の充電電圧と等しくなり、直流電源１２からブースト
ダイオード１１を介して出力回路へ流入する電流は、ブ
ーストコンデンサ１３の放電による上記ブーストコンデ
ンサ１３の両端電圧の低下を補なう分だけとなる。この
場合のブースト電圧、即ちブーストコンデンサ１３の充
電電圧は、直流電源１２の電源電圧と第２図ｆに示した
電圧ＶＢの和からブーストダィオード１１の厭方向電圧
降下を差し引いたものと等しくなる。

このことから、フーストアツプの変換効率は、ブースト
ダィオード１１の順方向電圧降下の大きさに左右され、
特に低電圧回路では前記電圧降下を小さくしないと変換
効率の低下をまね〈ことになる。しかしながら、現状で
はシリコンダイオードをフーストダィオードとして用い
ざるを得ず、変換効率の低下はまぬがれないという問題
がある。

なお、第１図の回路において、ブーストアップの比率は
、フライバックトランス８の１次巻線９の端子１４のタ
ップの位置で変化させられる。上述の問題点に対処した
本発明の一実施例の回路構成なるびに、その動作を第３
図および第４図に従って説明するが、第１図で説明した
ものと同じ作用をなすものは同一の符号を付し、重複す
るような説明については省略する。第３図において、１
９はフライバックトランス８に巻装された第３巻線、２
０‘ま等価ダイオードとしてのＮＰＮ形のシリコントラ
ンジスタで、コレクタ端子１４に、ェミツタは直流電流
１２に接続されている。２１および２２は前記トランジ
スタ２０のベースと第３巻線１９の一端との間に並列に
して接続された入力調整用の抵抗器とオフ時のスピード
アップ用コンデンサである。なお、前記第３巻線１９の
他端はトランジスタ２０のェミッタに接続されている。
次のこの実施例の動作について説明する。

第３図の回路が定常動作を行なっているものと仮定すれ
ば、フライバックトランス８の１次巻線９に発生したフ
ライバックパルス電圧は、昇圧作用によつて第３巻線１
９に誘起電圧を生じさせる。第３巻線１９の両端に謙起
された電圧は、抵抗器２１とコンデンサ２２の並列回路
を介してトランジスタ２０のベース・ェミツタ間に印力
０される。この場合、トランジスタ２０へ印加される電
圧の極性を第４図ａの如く設定して走査期間にベース電
流を流入せしめ、かつ前記トランジスタ２０が走査期間
を通じて十分飽和状態に達するように、抵抗器２１、コ
ンデンサ２２の定数および第３巻線１９の巻回数などを
設定しておく。この設定に依り、トランジスタ２０のエ
ミツ夕・コレクタ間は走査期間を通じて固有の飽和電圧
まで低下し続ける。一方、トランジスタは、ベース電流
が十分に供給され飽和状態の基では電源電圧の極性には
関係なく、正、負両方向のコレクタ電流を流せる性質を
有する。

即ち、双極性を有する。それ故に、第１図のブーストァ
ップの動作で説明した如く、走査期間において１次巻線
９の端子１４−１５間に誘起された電圧ＶＢと直流電源
１２の電源電圧の和電圧は、トランジスタ２０のェミツ
タからコレクタ方向の負方向コレクタ電流をもって、ブ
ーストコンデンサ１３を所要のブースト電圧に充電する
。次に帰線期間においては、トランジスタ２川こベース
電流が供給されなくなり、該トランジスタ２０のェミッ
タ・コレクタ間はカットオフ状態となる。

即ち、トランジスタ２０は、走査期間においてオン状態
を呈し、帰線期間ではオフ状態を呈することから、第１
図で示したブーストダイオード１１と等価な動作を行な
うことになる。なお、帰線期間において、１次巻線９の
端子１４一１５間に発生したパルス電圧は、トランジス
タ２０のェミツタ・コレクタ間に印加されるが、前記パ
ルス電圧はコレクタに対して正極性パルス電圧となるの
で、前記トランジスタ２０の耐圧さえ十分見込んでおけ
ば、逆方向電圧が印加されてブレークダウンを引き起こ
すというようなことは無い。等価ダイオードとしてのト
ランジスタ２０を介して充電されるブーストコンデンサ
１３のブースト電圧は、直流電源１２の電線電圧と第２
図ｆに示す電圧ＶＢの和から、前記トランジスタ２０の
ェミッタ・コレクタ間の飽和電圧を差し引いたものと等
しくなる。

ここで、トランジスタのェミッタ・コレクタ間の飽和電
圧は、十分なべ−ス電流の基では０．１Ｖ〜０．２Ｖ程
度まで低下し、シリコンダイオードの数分の１となり、
ゲルマニウムダイオードと同等か、それ以下とすること
も可能となる。第４図ｂは第３図の実施例で得られた等
価的ブーストダィオードの日頃方向電圧の従来のものと
の比較を示している。

第４図ｃは等価ダイオードを介して出力回路へ流入する
電流の波形を示している。第４図ｂの結果から明らかな
ように、トランジスタ２０のェミッタ・コレクタ間は十
分低い飽和電圧に達しており、ブーストアップの変換効
率はゲルマニウムダイオードと同等か、それ以上となっ
ている。

また、シリコントランジスタを使用することから動作周
波数もゲルマニウムダイオードに比して十分高く選定す
ることが可能となる。なお、トランジスタ２０１こベー
ス電流を係給するための余分な電力が必要となるが、こ
の電力は供給電力の数十分の１以下で済むことから、フ
ーストアップの変換効率を低下せしめることや殆んど無
い。また、入力電流調整用としてトランジスタ２０のベ
ースに導入している抵抗器２１、コンデンサ２２は、第
３巻線１９の巻装条件を選定することで省略することも
可能である。以上、述べたように本発明によればシリコ
ン化による整流効率（変換効率）の低下を防止すること
ができるので、低電圧回路に用いれば非常に有効なもの
となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のブーストアッブ式水平偏向装置の回路図
、第２図ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ，ｆは第１図の各部の信号
波形図、第３図は本発明の一実施例の回路図、第４図ａ
，ｂ，ｃは第３図の各部の信号波形図である。 ８……フライバックトランス、９・・・・・・１次巻線
、１２・・・・・・直流電源、１３・・・・・・フース
トコンデンサ、１４，１５・・・・・・端子、１９・・
…・第３巻線、２０・・・・・・トランジスタ、２１・
・・・・・抵抗器、２２・・・…コンテ十ンサ。 第１図 第２図 第３図 第４図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ １次巻線、２次巻線、駆動巻線を有し、かつ前記１
   次巻線の一端はコンデンサを介して接地されるとともに
   、その１次巻線の一部より被整流端子を導出するごとく
   構成されたトランスと、コレクタが前記被整流端子に接
   続され、エミツタは直流電源に接続され、かつベース・
   エミツタ間に前記トランスの駆動巻線から得られる電圧
   が与えられるようにされたシリコントランジスタを具備
   し、前記シリコントランジスタの逆方向コレクタ電流に
   よつて前記コンデンサを充電するごとく構成したことを
   特徴とする電源供給装置。 ２ 特許請求の範囲第１項において、トランスはフライ
   バツクトランスであることを特徴とする電源供給装置。 ３ 特許請求の範囲第１項または第２項において、シリ
   コントランジスタのベース回路には抵抗器とコンデンサ
   の並列回路が含まれていることを特徴とする電源供給装
   置。