JPS60250587A

JPS60250587A - 調理器

Info

Publication number: JPS60250587A
Application number: JP10600184A
Authority: JP
Inventors: 岡塚　尚; 俊夫柿澤; 勝春松尾
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1984-05-25
Filing date: 1984-05-25
Publication date: 1985-12-11

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の技術分野〕この発明は、調理器たとえばマグネトロンを有する電子
レンジに関する。

〔発明の技術的背景〕

従来、この種の電子レンジは、リーケッジトランスの二
次側巻線にコンデンサおよびダイオードからなる倍電圧
整流回路を介してマグネトロンを接続し、リーケッジト
ランスの一次側巻線に交流電源電圧を供給することによ
りマグネトロンを発振動作させる孝うにしている。また
、リーケッジトランスの一次側巻線に対する交流電源電
圧供給路にスイッチを設け、このスイッチをオン、オフ
し、しかもそのスイッチのオン、オフデューティを変え
ることによって所望の出力を得るようにし、たとえば冷
凍食品の解凍調理や煮込み調理の弱出力調理などに対処
するようにしている。

ただし、このような通電オン、オフ（数十秒単位）によ
る出力制御は、出力が最大（フルパワー）の状態と零の
状態とを交互に繰返すものであるため、調理の出来具合
の点で本来好ましいものではなく、できれば連続的な出
力制御を行なえることが望ましい。

しかしながら、マグネトロンは２極真空管であり、第２
図に示すように約４０００Ｖの電圧が印加されると電流
が流れ初め、その電流はわずかな傾斜をもつ略一定の印
加電圧でもって増加するという特性があり、このことが
らマグネトロンの出力を連続的に制御することは非常に
困難であった。

また、リーケッジトランスの二次側にはマグネトロンの
ヒータも接続されているため、上記のような通電オン、
オフによる出力制御では、その通電オンに際してマグネ
トロンが実際に発振を開始するまでにヒータの余熱鍔間
だけ遅れを生じることなり、適正な出力制御が困難であ
った。

さらに、リーケッジトランスは重量が重くしかも大形で
あるため、設計上、その配置スペースに困ったり、調理
器全体が重量化および大形化してしまうという問題があ
った。

（発明の目的）この発明は上記のような事情に鑑みてなされたもので、
その目的とするところは、連続的かつ適正な出力制御を
行なうことができ、これにより良好な出来具合の調理を
可能とし、さらには調理器全体の計量小形化をも可能と
するすぐれた調理器を提供することにある。

〔発明の概要〕

この発明は、交流電源電圧を整流する整流回路の出力端
にトランスの一次側巻線を接続するとともに、このトラ
ンスの二次側巻線にコンデンサおよびダイオードから成
る倍電圧整流回路を介してマグネトロンを接続し、さら
に上記トランスの二次側巻線には共振用コンデンサを並
列に接続し、かつトランスの一次側巻線回路にはスイッ
チング素子を挿接し、このスイッチング素子を出力制御
回路によってオ′ン、オフ駆動するようにしたものであ
る。すなわち、整流回路、トランスのりアクタンスと共
振用コンデンサとから成る共振回路、およびこの共振回
路を励起するスイッチング素子によって高周波インバー
タを構成し、この高周波インバータによってマグネトロ
ンへの電力供給を行なうもので、その高周波インバータ
の採用により連続的かつ適正な出力制御およびトランス
の計量小形化をそれぞれ可能とし、さらにはトランスに
対する共振用コンデンサの接続を二次側とすることによ
ってその共振用コンデンサの小形化をも可能としたもの
である。

（発明の実施例〕以下、この発明の一実施例について図面を参照して説明
する。

第１図において、１は商用交流電源で、この電源１には
ダイオードブリツ・ジ２．ノイズ除去用のチョークコイ
ル３．および平滑コンデンサ４から成る整流回路５を介
してトランス６の一次側巻線６ａが接続される。そして
、−次側巻線６ａ回路にはスイッチング素子たとえばＮ
ＰＮ形トランジスタ７のコレクタ・エミッタ間が挿接さ
れ、そのコレクタ・エミッタ間には回生用ダイオード（
ダンパダイオード）８が接続される。一方、トランス６
の二次側巻線６ｂにはコンデンサ９およびダイオード１
０から成る倍電圧整流回路を介してマグネトロン１１の
アノード・カソード間が接続される。さらに、トランス
６の二次側巻線６ｂには共振用コンデンサ１２が並列に
接続される。なお、マグネトロン１１のアノードは接地
され、ヒータ（カソード）はヒータ用１−ランス１３を
介して電源１に接続される。

すなわち、トランス６のリアクタンスと共振用コンデン
サ１２とで共振回路が構成されるとともに、整流回路５
．トランジスタ７および回生用ダイオード８によって共
振回路を励起する高周波インバータが構成される。

この場合、共振用コンデンサ１２をトランス６の一次側
に接続せず、二次側に接続するようにしているが、これ
は二次側に接続しても一次側に接続したのと等価になる
こと、しかも二次側に接続すればトランスの一次側巻線
と二次側巻線との巻数比が１：ｎであることから耐圧は
ｎ倍となっても共振用コンデンサ１２に流れる電流は一
次側の場合の１／ｎですみ、そうなれば共振用コンデン
サ１２を一次側に接続する場合の１／ｎ２の容量のもの
にすることができ、その共振用コンデンサ１２の小形化
が計れるからである（共振用コンデンサ１２と倍電圧整
流回路°のコンデンサとを１つのブロックコンデンサと
することができ、調理器全体の小形化に大きく貢献する
）。

また、共振用コンデンサ１２をトランス６の二次側に接
続した場合、トランス６の漏れインダクタンスが多いと
トランジスタ７のスイッチング時にそのトランジスタ７
にスパイク電圧が生じる危険性があり、このような危険
性を解消するため、トランス６を第３図に示すように構
成している。

すなわち、巻数の少ない一次側巻線６ａ　（図示実線）
をまずコア６Ｃに巻装（重ねず一層巻き）し、その上に
絶縁紙を介して巻数の多い二次側巻線６ｂ　（図示破線
）を巻装（重ねず一層巻き）している。さらに、−次側
巻線６ａを互いに並列な複数の巻線に分割している。

しかして、電＃ＩＡ１には出力制御回路２０が接続され
る。この出力制御回路２０は、定電圧電源であるところ
の直流電源回路３０．およびこの直流電源回路３０の直
流電源ラインＰ、Ｎに接続された出力設定回路４０９発
振回路５０．駆動回路１００から成っている。

ここで、直流電源回路３０は、第４図に示すように、電
源１に接続される一次側巻線３１ａと２つの二次側巻線
３１ｂ、−３１０とを有するトランス３１、このトラン
ス３１の二次側巻線３１ｂ。

３１ｃにそれぞれ接続され且つ負側出力端と正側出力端
とが共通接続された整流回路３２．３３、この整流回路
３２．３３の出力電圧を定電圧化するＮＰＮ形トランジ
スタ３４．抵抗３５．ツェナーダイオード３６．平滑コ
ンデンサ３７、この平滑コンデンサ３７の両端電圧が供
給される直流電源ラインＰ、Ｎ、整流回路３２．３３の
共通接続点に接続された端子３０ａなどから成り、その
端子３０ａは前記トランジスタ７のエミッタに接続され
る。この場合、整流回路３２．３３の共通接続点の電圧
を端子３０ａを介してトランジスタ７のエミッタに印加
することにより、トランジスタ７のオフに際してそのト
ランジスタ７のベース電荷を早く抜き去るようにしてい
る。

出力設定回路４０は、第５図に示すように、可変抵抗器
４０ｒを有している。

発振回路５０は、第５図に示すように、前記整流回路５
の正側出力電圧が供給される入力端子５０ａおよびトラ
ンジスタ７のコレクタ電圧が供給される入力端子５０ｂ
１この入力端子５０ａ、５０ｂの入力電圧を比較する比
較回路６０、この比較回路６０の比較出力に応動するト
リガ回路７０、このトリガ回路７０によりトリガされる
主発振回路８０．この主発振回路８０の発振出力のパル
ス幅を出力設定回路４０の設定値に応じて変化させ゛　
るパルス幅決定回路９０、このパルス幅決定回路９０の
出力が供給される出力端子５０ｃなどから成り、前記共
振回路からのフィードバック信号に応じた周期で、しか
も出力設定回路４０の設定値に応じたパルス幅をもって
パルス信号を発するものである。

上記比較回路６０は、入力端子５０ａの入力電圧が抵抗
６１を介して印加される抵抗６２、入力端子５０ｂの入
力電圧が抵抗６３を介して印加され且つダイオード６４
を介して直流電源ラインＰに接続された抵抗６５、この
抵抗６５の電圧と抵抗６２の電圧とを比較する比較器（
演算増幅器）６６から成っている。

トリガ回路７０は、直流電′ｆＡ電圧が印加される抵抗
７１．７２の直列回路、直流電源電圧がＰＮＰＮ上形ン
ジスタ７３のエミッタ・コレクタ間を介して印加される
抵抗７４．７５の直列回路、正側直流電源ラインＰとト
ランジスタ７３のベースに接続された抵抗７６、トラン
ジスタ７３のベースと上記比較器６６の出力端との間に
接続されたコンデンサ７７と抵抗７８との直列回路、抵
抗７６、コンデンサ７７、抵抗７８の直列回路に並列に
接続された抵抗７９、抵抗７１．７２の相互接続点に生
じる電圧と抵抗７４．７５の相互接続点に生じる電圧と
を比較する比較器（演算増幅器）７０１から成っている
。

主発振回路８０は、直流電源電圧が印加される抵抗８１
．８２およびコンデンサ８３の直列回路、直流電源電圧
が印加される抵抗８４．８５の直列回路、コンデンサ８
３の電圧と抵抗８４．８５の相互接続点に生じる電圧と
を比較し且つ出力端が抵抗８６を介して抵抗８４．８５
の相互接続点に接続された比較器８７、抵抗８１．８２
の相互接続点と比較器８７の出力端との間に接続された
ダイオード８８から成る単安定マルチバイブレータ回路
であり、比較器８７の出力端はトリガ回路７０の出力端
に接続される。なお、コンデンサ８３の電圧を出力とし
ている。

パルス幅決定回路９０は、直流電源電圧が出力設定回路
４０の可変抵抗器４０ｒを介して印加される抵抗９１と
コンデンサ９２との並列回路、この並列回路の電圧と主
発振回路８ｏの出力電圧とを比較する比較器（演算増幅
器）９３、正側電源ラインＰと比較器９３の出力端との
間に接続された抵抗９４、比較器９３と出力端子５０ｃ
との間に接続された抵抗９５から成っている。

一方、駆動回路１００は、第６図に示すように、発振回
路５０の出力端子５０ｃの出力が供給される入力端子１
００ａ、前記トランジスタ７のベースに接続される出力
端子１ｏｏｂ、直流電源電圧が印加される抵抗１０１，
１０２．ＮＰＮ形トランジスタ１０３のコレクタ・エミ
ッタ間、および抵抗１０４．１０５の直列回路、直流電
源電圧が印加される抵抗１０６およびＮＰＮ形トランジ
スタ１０７のコレクタ・エミッタ間の直列回路、直流電
源電圧が印加されるＰＮＰ形トランジスタ１０８のエミ
ッタ・コレクタ間、抵抗１ｏ９．ダイオード１１０．お
よびＮＰＮ形トランジスタ１１１のコレクタ・エミッタ
間の直列回路を有し、トランジスタ１０３のベースは入
力端子１００ａに接続し、ｌ−ランジスタ１０７のベー
スは抵抗１゜４．１０５の相互接続点に接続し、トラン
ジスタ１０８のベースは抵抗１０１．１０２の相互接続
点に接続し、さらにトランジスタ１１１のベースはスピ
ードアップコンデンサ１１２と抵抗１１３の並列回路を
介してトランジスタ１０７のコレクタに接続している。

そして、抵抗゛１０９とダイオード１１０の相互接続点
を出力端子１ｏｏｂに接続している。つまり、発振回路
５０の出力に応じて前記トランジスタ７をオン、オフ駆
動するもので、入力端子１００ａの電圧が高レベルにな
ると出力端子１００ｂに高レベルの電圧を発生し、トラ
ンジスタ７をオンするようになっている。

次に、上記のような構成において動作を説明する。

まず、高周波インバータおよびその周辺部の動作につい
て第７図により説明する。

いま、タイミングｔｏにおいてトランジスタ７をオンす
ると、トランジスタ７のコレクタ電流ＩＣがのこぎり波
状に増大する。この場合、コレクタ電流１ｃは一旦負に
なるが、これはトランス６のリアクタンスに蓄えられて
いたエネルギによる回生電流である（図示ａ）。コレク
タ電流１ｃが増大すると、それに伴ってトランス６の二
次側巻線６ｂにその巻数に比例する電圧が発生する。こ
の発生電圧は、コンデンサ９に充電されている電圧との
和がマグネトロン１１の動作電圧（約４゜０Ｏｖ）とな
るように予め設計されている。よって、マグネトロン１
１に電流Ｉｍが流れ、マグネトロン１１が発振動作する
。なお、電流ｊｍはしだいに漸減するが、これはコンデ
ンサ９の充電電荷が放電していくためである。

タイミングｔ１においてトランジスタ７をオフすると、
トランス６のリアクタンスと共振用コンデンサ１２とに
よる共振が行なわれ、トランジスタ７のコレクタ・エミ
ッタ間に電圧Ｖｃｅが発生する。この電圧Ｖｃｅは、ピ
ーク電圧数百ボルトの略サイン波形となる。しかして、
電圧Ｖｃｅが発生すると、トランス６の二次側巻線６ｂ
に電圧が発生し、ダイオード１０を介してコンデンサ９
が充電される。

なお、第７図において、ＶＣｔは共振用コンデンサ１２
の電圧、Ｖｃ２はコンデンサ９の電圧であり、コンデン
サ９の電圧ＶＣ２は放電によりわずかに変化するだけで
略一定となる。

そして、電圧Ｖｃｅが零となる点（タイミングｔ２）で
再びトランジスタ７をオンすることにより、上記動作が
繰返される。

したがって、トランジスタ７のオン期間（ｔｏ。

ｔ１間）が長ければマグネトロン１１に流れる電流１ｍ
の実行値が大きくなり、マグネトロン１１の発振出力を
上げることができる。逆に、トランジスタ７のオン期間
が短ければマグネトロン１１に流れる電流Ｉｍの実行値
が小さくなり、マグネトロン１１の発ｔｔｉｌｌｆｆｌ
力を下げることができる。

つぎに、発振回路５０の動作について第８図を参照しな
がら説明する。

動作時、整流回路５の正側出力端には整流電圧Ｖ１が生
じ、トランジスタ７のコレクタには共振による電圧■Ｃ
ｅに対応して電圧Ｖ２が生じる。しかして、電圧Ｖｃｅ
が発生しているときは、電圧Ｖ２は電ＪｊＥＶＩＬ・り
も高レベルとなり、よって比較器６６の出力■３は論理
“１パとなる。そして、電圧Ｖｃｅが零になると電圧ｖ
２は電圧ｖ１よりも低レベルとなり、比較器６６の出力
Ｖ３は論理０″に反転する。

一方、トリガ回路７０は、比較回路６０の出力Ｖ３が論
理“１″のとき、抵抗７９を介してコンデンサ７７の充
電電荷を放電するとともに、トランジスタ７３をオフ状
態に維持し、このトランジスタ７３のオフによって比較
器７０１の出力Ｖ斗を論理゛１”に維持する。比較回路
６０の出力Ｖ３が論理゛０”に反転すると、コンデンサ
７７の充電を行ない、その充電期間（微少時間）だけト
ランジスタ７３をオンする。トランジスタ７３がオンす
ると、そのオン期間だけ比較器７０１の出力ｖ４が論理
１（Ｏｎに反転する。そして、トランジスタ７３がオフ
すると、出力Ｖ４は再び論理“１”となる。

また、主発振回路８０は、直流電源電圧が発生したとき
、比較器８７の出力Ｖｓが論理゛′１”で、しかもトリ
ガ回路７０の出力■４が論理“１パであれば、抵抗８４
．８５の相互接続点の電圧Ｖ６が抵抗８４．８５の分圧
による高レベルになるとともに、コンデンサ８３が充電
され、その電圧Ｖ７が徐々に上昇していく。したがって
、比較器８７の出力■５は初めは論理“１”となり、そ
のままにしておけばやがてコンデンサ８３の電圧Ｖ７が
電圧■６のレベルを超え、比較器８７の出力■５は論理
１１０　ＩＩに反転する。ただし、その前にトリガ回路
７０の出力■４が論理“０゛′となり、これにより抵抗
８５に抵抗８６が並列に接続されて電圧■５が低レベル
になるとともに、コンデンサ８３の電荷が放電され、そ
のコンデンサ８３の電圧■７が低下していく。したがっ
て、比較器８７の出力■５は論理゛１”から論理゛０″
に反転する。そして、コンデンサ８３の電圧Ｖ７が電圧
■５のレベルまで低下すると、比較器８７の出力■５は
再び論理゛１′′となり、このときトリガ回路７０の出
力■４はすでに論理“１゛′となっているのでコンデン
サ８３の充電を行なう。すなわち、コンデンサ８３の電
圧■７が発振出力となる。

パルス幅決定回路９０は、出力設定回路４０の出力設定
値に基づく抵抗９１およびコデンサ９２の並列回路に生
じる電圧ｖ８と主発振回路８０の出力電圧ｖ７とを比較
器９３で比較する。しかして、比較器９３の出力は、電
圧■７が電圧Ｖ８より高ければ論理゛ＯＩＴとなり、か
つ電圧■７が電圧■８よりも低下すると論理１１１　Ｉ
Ｉとなる。そして、比較器９３の出力はＶ９として出力
端子５０Ｃに発生し、この出力■８が論理１１１　Ｔ＋
のとき駆動回路１００によってトランジスタ７がオンさ
れる。

すなわち、共振によって発生する電圧Ｖｃｅが零になっ
たときトランジスタ７がオンすることになり、これによ
り共振回路の正常な発振を行な・うことができる。ざら
に、出力設定回路４０における可変抵抗器４０「を調節
して電圧■８のレベルを変化させることによりトランジ
スタ７のオン、オフデユーティを変えることができ、こ
れによりマグネトロン１１に流れる電流ｉｓの実効値を
調節して出力の連続的な可変を行なうことができる。

また、出力設定回路４０の可変抵抗器４０ｒとコンデン
サ９２とで時定数回路を構成しているので、調理の開始
時（電源投入時）、電圧■６のレベルは徐々に上昇する
ようになり、これによりトランジスタ７のオン期間は初
めは短く、しだいに長くなっていき、出力を徐々に上昇
させることができる。

このように、マグネトロン１１への電力供給を高周波イ
ンバータで行なうようにしたので、出力を連続的に制御
することができ、解凍や煮込みなどの弱出力調理に際し
て瞬間的に数百ワットの出力が加えられるようなことは
なく、常に良好な出来具合の調理を行なうことができる
。しかも、高周波インバータの採用により従来のような
リーケッジトランスを用いる必要がなり（トランス６は
軽量・小形）、調理器全体の軽量小形化・が可能となる
とともに、地域によって異なるに用交流電源の周波数（
５０Ｈｚ　／　６０　）Ｉ２　）にかかわらず使用が可
能である。さらに、共振用コンデンサ１２をトランス６
の二次側に接続し、その共振用コンデンサ１２の小形化
をも計るようにしたので、調理器全体の軽量小形化に大
きく貢献することができる。

この場合、トランス６の巻線構成を第３図の如くして濡
れインダクタンスを極力少なくするようにしているので
、共振用コンデンサ１２を二次側に接続してもトランジ
スタ７に異常なスパイク電圧が生じることはなく、安全
である。

また、マグネトロン１１のヒータ電力はヒータトランス
１３によって独立に得るようにしたので、常にヒータの
余熱が完了した状態でマグネトロン１１に動作電圧を印
加することになり、よってマグネトロン１１の発振動作
に時間遅れを生じることがなく、適正な出力を得ること
ができる。特に、調理の開始時、出力を徐々に上げてい
くようにしたので、トランス６の二次側に異常電圧を生
じることがなく、またトランジスタ７に異常Ｎ流が流れ
ることもなく、各種機器の安全保護が計れる。

なお、この発明は上記実施例に限定されるものではなく
、要旨を変えない範囲で種々変形実施可能なことは勿論
である。

〔発明の効果〕

以上述べたようにこの発明によれば、連続的かつ適正な
出力制御を行なうことができ、これにより良好な出来具
答の調理を可能とし、さらには調理器全体の計器小形化
をも可能とするすぐれた調理器を提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す制御回路の全体的な
構成図、第２図はマグネトロンの特性を示す図、第３図
はこの発明の一実施例におけるトランスの概略構成図、
第４図は同実施例における直流電源回路の具体的な構成
図、第５図は同実施例における発振回路の具体的な構成
図、第６図は同実施例における駆動回路の具体的な構成
図、第７図は同実施例における高周波インバータおよび
その周辺部の動作を説明するためのタイムチャート、第
８図は同実施例における発振回路の動作を説明するため
のタイムチャートである。１・・・商用交流電源、５・・・整流回路、６・・・ト
ランス、７・・・ＮＰＮ形トランジスタ（スイッチング
素子）、９・・・コンデンサ、１０・・・ダイオード、
１１・・・マグネトロン、１２・・・共振用コンデンサ
、２０・・・出力制御回路。出願人代理人　弁理士　鈴江武彦第２図電う先□ 第３図第４図刀第６図第７図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）交流電源に接続される整流回路と、この整流回路
の出力端に一次側巻線が接続されたトランスと、このト
ランスの二次側巻線にコンデンサおよびダイオードから
成る倍電圧整流回路を介して接続されたマグネトロンと
、前記トランスの二次側巻線に並列に接続された共振用
コンデンサと、前記トランスの一次側巻線回路に挿接さ
れたスイッチング素子と、゛このスイッチング素子をオ
ン。オフ駆動する出力制御回路とを具備したことを特徴とす
る調理器。
（２）出力制御回路は、出力設定値に応じて前記スイッ
チング素子のオン、オフデユーティを変えることにより
出力制御を行なうものであることを特徴とする特許請求
の範囲第１項記載の調理器。
（３）トランスは、巻数の少ない一次側巻線をまずコア
に巻装し、その上に巻数の多い二次側巻線を巻装したも
のであることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
調理器。
（４）トランスは、−次側巻線を互いに並列な複数の巻
線に分割してコアに巻装したものであることを特徴とす
る特許請求の範囲第１項または第３項記載の調理器。