JPS6022391B2 - 電流２乗回路 - Google Patents
電流２乗回路Info
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- JPS6022391B2 JPS6022391B2 JP50137976A JP13797675A JPS6022391B2 JP S6022391 B2 JPS6022391 B2 JP S6022391B2 JP 50137976 A JP50137976 A JP 50137976A JP 13797675 A JP13797675 A JP 13797675A JP S6022391 B2 JPS6022391 B2 JP S6022391B2
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- Japan
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- transistor
- current
- base
- collector
- emitter
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- G—PHYSICS
- G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
- G06G—ANALOGUE COMPUTERS
- G06G7/00—Devices in which the computing operation is performed by varying electric or magnetic quantities
- G06G7/12—Arrangements for performing computing operations, e.g. operational amplifiers
- G06G7/20—Arrangements for performing computing operations, e.g. operational amplifiers for evaluating powers, roots, polynomes, mean square values, standard deviation
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Software Systems (AREA)
- Computer Hardware Design (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Measuring Instrument Details And Bridges, And Automatic Balancing Devices (AREA)
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
この発明は入力電流値の２案に比例する値の出力電流を
出力する電流２乗回路に関するものである。 従来、電気的に２案機能を有するものとしては、差動熱
電対を用いた電力計、折線近似を用いた２案回路、もし
くはアナログ乗算器等があった。 しかし、いずれも入出力の有効範囲が狭く、出力の相対
誤差を１％程度に抑えられる動作範囲は出力で１〜２桁
であった。従って広い範囲の入力信号を扱うためには、
その入力に減衰器もしくは可変利得増幅器を附加して入
力レベルの範囲を制限する必要があった。この発明はこ
のような従来装置の欠点に鑑みてなされたもので、入力
側において約３桁、出力側において約６桁の有効範囲を
有し、１０雌ＨＺ以上の周波数まで動作し、全有効範囲
において相対誤差が１％程度の電流２乗特性を有する回
路を提供せんとするものである。 以下図面について詳細に説明する。図はこの発明の一実
施例を示す回路図で、図において、Ｑ，はェミツタが第
１の定電圧源Ｓ，に接続され、ベースとコレクタとを接
続しこれを定電流源Ａの一端に接続されたＮＰＮ型の第
１のトランジスタ、Ｑ２はコレクタが第２の定電圧源Ｓ
２に接続され、ベースが第１のトランジスタＱ，のベー
スへ接続され、且つェミッタが後述の第３のトランジス
タのェミッタに接続されたＮＰＮ型の第２のトランジス
タ、Ｑ３はェミツタが第２のトランジスタＱ２のェミッ
タに接続され、ベースとコレク夕とを接続しこれを入力
信号電流入力端子ａに接続されたＰＮＰ型の第３のトラ
ンジスタ、Ｑ４はェミツ夕が第１のトランジスタＱ，の
ェミツタと第１の定電圧源Ｓ，とに接続され、ベースが
第３のトランジスタＱ３のベースに接続され、且つコレ
クタが出力信号電流出力端子Ｃに接続されたＰＮＰ型の
第４のトランジスタである。 なお定電流源Ａの他端、入力信号入力端子の池端ｂおよ
び出力信号出力端子の他端ｄはそれぞれ所定電位に保た
れる。この回路構成において入力信号電流ｌｉｎはトラ
ンジスタＱ２およびＱ３を流れ、トランジスタＱ３のコ
レクタに現われる電圧はトランジスタＱのベースに与え
られて、そのコレクタ電流を制御する。この時、このト
ランジスタＱのコレクタ電流、すなわち出力信号電流ｌ
ｏｍは入力信号電流ｌｉｎの２乗に比例するようになる
。以下これを詳細に説明する。トランジスタＱ，はトラ
ンジスタＱ２のベースに基準電圧Ｅ，を与えるもので、
この基準電圧Ｅ，は定電流源Ａの電流値によって調節さ
れる。 さて、トランジスタＱ，〜Ｑ４の特性が揃っていると仮
定し、或るコレクタ電流ｌｏに対応するベース・ヱミッ
タ間電圧がいずれもＶｏであるとする。 このちおよびＶｏの値は、例えばＬ＝１ミリアンベア、
Ｖ。 ＝０．６ボルト 〔１〕であるとする。このとき、各
トランジスタのコレクタ電流ｌｃは次式で表わされる。 ＩＣ：Ｌｅ台（Ｖ−Ｖ。 ） 〔２〕こ）で、Ｖはベース・ェミツタ間
電圧、ｑは電子電荷、ｋはポルツマン定数、Ｔは絶対温
度を示す。今、定電流源Ａの出力電流をｌｏ（１ミリア
ンベア）、各トランジスタの直流電流増幅率を８とする
と、各トランジスタの電圧、電流関係はそれぞれ次のよ
うになる。 トランジスタＱ，：，Ｃ．＝１。 三十・霧ル＝・ｆ穿くｖ・−Ｖ。）〔３〕トランジスタ
Ｑ２：，Ｃ２＝ｌｉｎ−ＩＣ４イタ＝１。 ｅ穿くｖ２−‐Ｖ。） 〔４〕１十１汐トランジスタＱ
： ｌｉｎ−ＩＣ４イ汐＝１。 ｅｌ誌（Ｖ３−Ｖ。） 〔５〕ｌｃ３＝１十格トランジ
スタＱ： ，Ｃ４＝，。 ｅ器（ｖ４−ｖ。） 〔６〕・こ）でｌｃ，
〜ｌｃ４はトランジスタＱ，〜Ｑ４のコレクタ電流、Ｖ
，〜Ｖ４は同じくそれぞれのトランジスタのベース・ェ
ミッタ間電圧である。トランジスタＱ，〜Ｑ４を一巡し
てＶ，一Ｖ２−Ｖ３十Ｖ４＝０したがつて，Ｃ４＝，。
ｅ誌（Ｖ２十Ｖ３−ＶＩ−Ｖ。） 〔６〕トランジス
タＱ，およびＱ３のエミツタ・コレクタ間電圧はそれぞ
れのベース・ェミッタ間電圧に等しいが、トランジスタ
Ｑ２およびＱ４のェミッタ・コレクタ間電圧は定電圧源
Ｓ，およびＳ２からそれぞれ与えられる。各トランジス
タのェミツタ・コレクタ間電圧をほゞ等しくするために
、定電圧源Ｓ，，Ｓ２の各出力電圧Ｅ，，Ｅ２は次のよ
うに選ぶのが望ましい。ＥＩ＝Ｖい Ｅ２＝２Ｖ。 〔７〕〔４〕式×〔５〕式÷〔
３〕式から〔８〕式に〔４〕式を代入して こ）で１肌（ｌｃ４にほぼ等しい）に比べてｌｉｎ（ｌ
ｃ２にほぼ等しい）は通常大きい。 但し入出力信号電流の上限では両者は同じオーダーとな
るように選ばれることが多い。又電流増幅率８は１００
程度の値を有するから、，．ｎ》芸、又午二個側刈浄い
、。 すると
出力する電流２乗回路に関するものである。 従来、電気的に２案機能を有するものとしては、差動熱
電対を用いた電力計、折線近似を用いた２案回路、もし
くはアナログ乗算器等があった。 しかし、いずれも入出力の有効範囲が狭く、出力の相対
誤差を１％程度に抑えられる動作範囲は出力で１〜２桁
であった。従って広い範囲の入力信号を扱うためには、
その入力に減衰器もしくは可変利得増幅器を附加して入
力レベルの範囲を制限する必要があった。この発明はこ
のような従来装置の欠点に鑑みてなされたもので、入力
側において約３桁、出力側において約６桁の有効範囲を
有し、１０雌ＨＺ以上の周波数まで動作し、全有効範囲
において相対誤差が１％程度の電流２乗特性を有する回
路を提供せんとするものである。 以下図面について詳細に説明する。図はこの発明の一実
施例を示す回路図で、図において、Ｑ，はェミツタが第
１の定電圧源Ｓ，に接続され、ベースとコレクタとを接
続しこれを定電流源Ａの一端に接続されたＮＰＮ型の第
１のトランジスタ、Ｑ２はコレクタが第２の定電圧源Ｓ
２に接続され、ベースが第１のトランジスタＱ，のベー
スへ接続され、且つェミッタが後述の第３のトランジス
タのェミッタに接続されたＮＰＮ型の第２のトランジス
タ、Ｑ３はェミツタが第２のトランジスタＱ２のェミッ
タに接続され、ベースとコレク夕とを接続しこれを入力
信号電流入力端子ａに接続されたＰＮＰ型の第３のトラ
ンジスタ、Ｑ４はェミツ夕が第１のトランジスタＱ，の
ェミツタと第１の定電圧源Ｓ，とに接続され、ベースが
第３のトランジスタＱ３のベースに接続され、且つコレ
クタが出力信号電流出力端子Ｃに接続されたＰＮＰ型の
第４のトランジスタである。 なお定電流源Ａの他端、入力信号入力端子の池端ｂおよ
び出力信号出力端子の他端ｄはそれぞれ所定電位に保た
れる。この回路構成において入力信号電流ｌｉｎはトラ
ンジスタＱ２およびＱ３を流れ、トランジスタＱ３のコ
レクタに現われる電圧はトランジスタＱのベースに与え
られて、そのコレクタ電流を制御する。この時、このト
ランジスタＱのコレクタ電流、すなわち出力信号電流ｌ
ｏｍは入力信号電流ｌｉｎの２乗に比例するようになる
。以下これを詳細に説明する。トランジスタＱ，はトラ
ンジスタＱ２のベースに基準電圧Ｅ，を与えるもので、
この基準電圧Ｅ，は定電流源Ａの電流値によって調節さ
れる。 さて、トランジスタＱ，〜Ｑ４の特性が揃っていると仮
定し、或るコレクタ電流ｌｏに対応するベース・ヱミッ
タ間電圧がいずれもＶｏであるとする。 このちおよびＶｏの値は、例えばＬ＝１ミリアンベア、
Ｖ。 ＝０．６ボルト 〔１〕であるとする。このとき、各
トランジスタのコレクタ電流ｌｃは次式で表わされる。 ＩＣ：Ｌｅ台（Ｖ−Ｖ。 ） 〔２〕こ）で、Ｖはベース・ェミツタ間
電圧、ｑは電子電荷、ｋはポルツマン定数、Ｔは絶対温
度を示す。今、定電流源Ａの出力電流をｌｏ（１ミリア
ンベア）、各トランジスタの直流電流増幅率を８とする
と、各トランジスタの電圧、電流関係はそれぞれ次のよ
うになる。 トランジスタＱ，：，Ｃ．＝１。 三十・霧ル＝・ｆ穿くｖ・−Ｖ。）〔３〕トランジスタ
Ｑ２：，Ｃ２＝ｌｉｎ−ＩＣ４イタ＝１。 ｅ穿くｖ２−‐Ｖ。） 〔４〕１十１汐トランジスタＱ
： ｌｉｎ−ＩＣ４イ汐＝１。 ｅｌ誌（Ｖ３−Ｖ。） 〔５〕ｌｃ３＝１十格トランジ
スタＱ： ，Ｃ４＝，。 ｅ器（ｖ４−ｖ。） 〔６〕・こ）でｌｃ，
〜ｌｃ４はトランジスタＱ，〜Ｑ４のコレクタ電流、Ｖ
，〜Ｖ４は同じくそれぞれのトランジスタのベース・ェ
ミッタ間電圧である。トランジスタＱ，〜Ｑ４を一巡し
てＶ，一Ｖ２−Ｖ３十Ｖ４＝０したがつて，Ｃ４＝，。
ｅ誌（Ｖ２十Ｖ３−ＶＩ−Ｖ。） 〔６〕トランジス
タＱ，およびＱ３のエミツタ・コレクタ間電圧はそれぞ
れのベース・ェミッタ間電圧に等しいが、トランジスタ
Ｑ２およびＱ４のェミッタ・コレクタ間電圧は定電圧源
Ｓ，およびＳ２からそれぞれ与えられる。各トランジス
タのェミツタ・コレクタ間電圧をほゞ等しくするために
、定電圧源Ｓ，，Ｓ２の各出力電圧Ｅ，，Ｅ２は次のよ
うに選ぶのが望ましい。ＥＩ＝Ｖい Ｅ２＝２Ｖ。 〔７〕〔４〕式×〔５〕式÷〔
３〕式から〔８〕式に〔４〕式を代入して こ）で１肌（ｌｃ４にほぼ等しい）に比べてｌｉｎ（ｌ
ｃ２にほぼ等しい）は通常大きい。 但し入出力信号電流の上限では両者は同じオーダーとな
るように選ばれることが多い。又電流増幅率８は１００
程度の値を有するから、，．ｎ》芸、又午二個側刈浄い
、。 すると
〔９〕式は
入力信号電流ｌｉｎの最大値をｌｏの値と等しく１ミリ
アンベアとすると、上式の分母ら−≠古汎。 とほぼ等しい。上記３つの近似によって生じる誤差は１
％の程度で、この近似を許すならば、上式は次のように
簡略化できる。．Ｃ４＝宅＝・ｏｕｔ 〔１０〕 従って、出力信号電流１。 ｕｔは入力信号電流ｌｉｎの２に比例することになる。
以上の説明では各トランジスタのコレクタ電流が所定値
し（１ミリアンベア）のときのベース・ェミッタ間電圧
Ｖｏが揃ったものとして扱ったが、実際に入手できるト
ランジスタでは個々に僅かな差がある。 これによって〔１０〕式で表わされた２案特性に係数（
１ではない）が生じる。従って入出力間の利得調整に相
当する機能が必要になる。この目的のために定電流源Ａ
の出力電流を調節することによって、トランジスタＱ，
のェミツ夕・コレクタ間電圧Ｖ，を調整して電圧Ｖｏの
不揃いを補償する。トランジスタＱ，〜Ｑ４の配置に関
しては、トランジスタＱ，，Ｑ２がＮＰＮ型、Ｑ３，Ｑ
４がＰＮＰ型となっていることは、電圧値Ｖｏが、トラ
ンジスタＱ，とＱ２の対およびＱとＱの対で夫々揃って
いれば良い事を考慮して、トランジスタの選択を容易に
したものである。同一電導型のトランジスタの対には全
く同型のトランジスタを用いることができるので、電圧
値Ｖｏの揃ったものが得やすい。この回路が２乗特性を
維持できる入力信号電流の下限は、トランジスタＱ２，
Ｑのコレクタ電流の減少による直流電流増中率の低下、
トランジスタＱ４のベースコレクター間の逆方向飽和電
流等で制限される。 また、その上限はトランジスタＱ２，Ｑのベース電流の
増加、各トランジスタの発熱等で制限される。トランジ
スタＱ，〜Ｑ４に小信号用高周波シリコントランジスタ
を適切に選択した場合、２乗特性を維持できる信号電流
範囲は、入力で約３桁、出力で約６桁である。入出力信
号電流ｌｉｎ，１。ｕｔの範囲の適切な例は下記の通り
である。１ｍ：１ムＡ〜１机Ａ Ｉ。 山：１ｎＡ÷・机Ａ出力信号電流を供給するトランジス
タＱ４は鰭流変化を最も大きく受けるが、その小電流域
での直流電流増中率８の低下は出力信号電流に直接に謀
畠≦をもたらすことはない。 直流電流増幅率Ｐの減少によってトランジスタＱ４のベ
ース電流がトランジスタＱ４のコレクタ電流に対して無
視できなくなる領域においても、トランジスタＱ３のコ
レクタ電流に対しては無視できるので、全体の２案特性
は保たれる。なぜならば、４・電流領域に於てトランジ
スタＱ４のコレクタ電流はトランジスタＱ２，Ｑ３のコ
レクタ電流より強く減少しているからである。実際に、
入力信号電流１山Ａ、出力信号電流ｌｎＡという動作点
において、トランジスタＱの電流増幅率８が０．１まで
減少しても、このことによる２案特性の誤差は約２％で
ある。更にこの事実はこの回路が、小電流領域において
も周波数応答が良いことと関係している。同じ理由によ
って、この回路の応答周波数上限は交流電流増中率が０
．１のオーダーまで低下する周波数に等しい。この値は
小信号用高周波トランジスタを用いた場合、小電流領域
においても容易に１０雌ＨＺ以上とすることができる。
図に示した実施例において、トランジスタの導電型をす
べて逆にし、各電源の樋性を逆にしたものは、入出力電
流の極性が逆で、同等の機能をもつ回路として成立する
。 以上詳述したように、この発明は特性の近似したＮＰＮ
型およびＰＮＰ型各２個のトランジスタと定電流源及び
定電圧源との組合わせという極めて簡単な回路構成によ
って従来装置では得られなかった動作範囲の広い２乗特
性回路を実現することができ、各種計測、制御その他各
方面への利用価値は大きい。
アンベアとすると、上式の分母ら−≠古汎。 とほぼ等しい。上記３つの近似によって生じる誤差は１
％の程度で、この近似を許すならば、上式は次のように
簡略化できる。．Ｃ４＝宅＝・ｏｕｔ 〔１０〕 従って、出力信号電流１。 ｕｔは入力信号電流ｌｉｎの２に比例することになる。
以上の説明では各トランジスタのコレクタ電流が所定値
し（１ミリアンベア）のときのベース・ェミッタ間電圧
Ｖｏが揃ったものとして扱ったが、実際に入手できるト
ランジスタでは個々に僅かな差がある。 これによって〔１０〕式で表わされた２案特性に係数（
１ではない）が生じる。従って入出力間の利得調整に相
当する機能が必要になる。この目的のために定電流源Ａ
の出力電流を調節することによって、トランジスタＱ，
のェミツ夕・コレクタ間電圧Ｖ，を調整して電圧Ｖｏの
不揃いを補償する。トランジスタＱ，〜Ｑ４の配置に関
しては、トランジスタＱ，，Ｑ２がＮＰＮ型、Ｑ３，Ｑ
４がＰＮＰ型となっていることは、電圧値Ｖｏが、トラ
ンジスタＱ，とＱ２の対およびＱとＱの対で夫々揃って
いれば良い事を考慮して、トランジスタの選択を容易に
したものである。同一電導型のトランジスタの対には全
く同型のトランジスタを用いることができるので、電圧
値Ｖｏの揃ったものが得やすい。この回路が２乗特性を
維持できる入力信号電流の下限は、トランジスタＱ２，
Ｑのコレクタ電流の減少による直流電流増中率の低下、
トランジスタＱ４のベースコレクター間の逆方向飽和電
流等で制限される。 また、その上限はトランジスタＱ２，Ｑのベース電流の
増加、各トランジスタの発熱等で制限される。トランジ
スタＱ，〜Ｑ４に小信号用高周波シリコントランジスタ
を適切に選択した場合、２乗特性を維持できる信号電流
範囲は、入力で約３桁、出力で約６桁である。入出力信
号電流ｌｉｎ，１。ｕｔの範囲の適切な例は下記の通り
である。１ｍ：１ムＡ〜１机Ａ Ｉ。 山：１ｎＡ÷・机Ａ出力信号電流を供給するトランジス
タＱ４は鰭流変化を最も大きく受けるが、その小電流域
での直流電流増中率８の低下は出力信号電流に直接に謀
畠≦をもたらすことはない。 直流電流増幅率Ｐの減少によってトランジスタＱ４のベ
ース電流がトランジスタＱ４のコレクタ電流に対して無
視できなくなる領域においても、トランジスタＱ３のコ
レクタ電流に対しては無視できるので、全体の２案特性
は保たれる。なぜならば、４・電流領域に於てトランジ
スタＱ４のコレクタ電流はトランジスタＱ２，Ｑ３のコ
レクタ電流より強く減少しているからである。実際に、
入力信号電流１山Ａ、出力信号電流ｌｎＡという動作点
において、トランジスタＱの電流増幅率８が０．１まで
減少しても、このことによる２案特性の誤差は約２％で
ある。更にこの事実はこの回路が、小電流領域において
も周波数応答が良いことと関係している。同じ理由によ
って、この回路の応答周波数上限は交流電流増中率が０
．１のオーダーまで低下する周波数に等しい。この値は
小信号用高周波トランジスタを用いた場合、小電流領域
においても容易に１０雌ＨＺ以上とすることができる。
図に示した実施例において、トランジスタの導電型をす
べて逆にし、各電源の樋性を逆にしたものは、入出力電
流の極性が逆で、同等の機能をもつ回路として成立する
。 以上詳述したように、この発明は特性の近似したＮＰＮ
型およびＰＮＰ型各２個のトランジスタと定電流源及び
定電圧源との組合わせという極めて簡単な回路構成によ
って従来装置では得られなかった動作範囲の広い２乗特
性回路を実現することができ、各種計測、制御その他各
方面への利用価値は大きい。
図はこの発明による電流２乗回路の１実施例を示す回路
図である。 図において、Ｑ，，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４はそれぞれ第１、
第２、第３、第４のトランジスタ、Ｓ，，Ｓ２はそれぞ
れ第１、第２の定電圧電源、Ａは定電流源、ａ，ｂは入
力信号電流入力端子、ｃ，ｄは出力信号電流出力端子で
ある。
図である。 図において、Ｑ，，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４はそれぞれ第１、
第２、第３、第４のトランジスタ、Ｓ，，Ｓ２はそれぞ
れ第１、第２の定電圧電源、Ａは定電流源、ａ，ｂは入
力信号電流入力端子、ｃ，ｄは出力信号電流出力端子で
ある。
Claims (1)
- １ 第１の所定電圧に保たれたエミツタと、互いに接続
され且つ定電流源に接続されたベースおよびコレクタと
を有する第１の導電形の第１のトランジスタ、第２の所
定電圧に保たれたコレクタと上記第１のトランジスタの
ベースに接続されたベースとを有する第１の導電形の第
２のトランジスタ、上記第２のトランジスタのエミツタ
に接続されたエミツタと互いに接続され且つ入力信号電
流入力端子の一方に接続されたベースおよびコレクタと
を有する第２の導電形の第３のトランジスタ、及び上記
第１のトランジスタのエミツタ接続されたエミツタと上
記第３のトランジスタのベースに接続されたベースと出
力信号電流出力端子の一方に接続されたコレクタとを有
する第２の導電形の第４のトランジスタを備えてなる電
流２乗回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP50137976A JPS6022391B2 (ja) | 1975-11-17 | 1975-11-17 | 電流２乗回路 |
| US05/740,724 US4081696A (en) | 1975-11-17 | 1976-11-10 | Current squaring circuit |
| GB47501/76A GB1558871A (en) | 1975-11-17 | 1976-11-15 | Current squaring circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP50137976A JPS6022391B2 (ja) | 1975-11-17 | 1975-11-17 | 電流２乗回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5262067A JPS5262067A (en) | 1977-05-23 |
| JPS6022391B2 true JPS6022391B2 (ja) | 1985-06-01 |
Family
ID=15211131
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP50137976A Expired JPS6022391B2 (ja) | 1975-11-17 | 1975-11-17 | 電流２乗回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4081696A (ja) |
| JP (1) | JPS6022391B2 (ja) |
| GB (1) | GB1558871A (ja) |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4267521A (en) * | 1976-12-27 | 1981-05-12 | Nippon Gakki Seizo Kabushiki Kaisha | Compound transistor circuitry |
| FR2615636B1 (fr) * | 1987-05-22 | 1989-07-28 | Radiotechnique Compelec | Miroir de courant a tension de sortie elevee |
| FR2615637B1 (fr) * | 1987-05-22 | 1989-07-28 | Radiotechnique Compelec | Miroir de courant a tension de sortie elevee |
| US5134310A (en) * | 1991-01-23 | 1992-07-28 | Ramtron Corporation | Current supply circuit for driving high capacitance load in an integrated circuit |
| US5723915A (en) * | 1992-12-04 | 1998-03-03 | Texas Instruments Incorporated | Solid state power controller |
| US5714902A (en) * | 1995-11-30 | 1998-02-03 | Oak Crystal, Inc. | Polynomial function generation circuit |
| US5945873A (en) * | 1997-12-15 | 1999-08-31 | Caterpillar Inc. | Current mirror circuit with improved correction circuitry |
| US6448855B1 (en) * | 2000-04-13 | 2002-09-10 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Accurate power detection circuit for use in a power amplifier |
| US6781459B1 (en) | 2003-04-24 | 2004-08-24 | Omega Reception Technologies, Inc. | Circuit for improved differential amplifier and other applications |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR1600781A (ja) * | 1968-03-15 | 1970-07-27 | ||
| NL7403202A (nl) * | 1974-03-11 | 1975-09-15 | Philips Nv | Stroomstabilisatieschakeling. |
-
1975
- 1975-11-17 JP JP50137976A patent/JPS6022391B2/ja not_active Expired
-
1976
- 1976-11-10 US US05/740,724 patent/US4081696A/en not_active Expired - Lifetime
- 1976-11-15 GB GB47501/76A patent/GB1558871A/en not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5262067A (en) | 1977-05-23 |
| US4081696A (en) | 1978-03-28 |
| GB1558871A (en) | 1980-01-09 |
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