JPS60217738A

JPS60217738A - Ｆｍラジオ受信機

Info

Publication number: JPS60217738A
Application number: JP7282984A
Authority: JP
Inventors: Yuichi Okubo; 勇一大久保
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1984-04-13
Filing date: 1984-04-13
Publication date: 1985-10-31

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔技術分野〕本発明はＦＭラジオ受信機に関する。

〔背景技術〕

本発明者は、本願発明に先立ちＦＭ放送受信時における
Ｓ／Ｎ比の改善につき、種々の技術的検討を行った。

すなわち、ＦＭステレオ放送受信時において、強電強度
であればステレオのオーディオ信号が得られるが、中型
強度ではオーディオ信号のＳ　／　Ｎ比を改善するため
ＦＭマルチプレックス復調回路の動作によりモノラルの
オーディオ信号に切換える。これは、セパレーションコ
ントロールと呼ばれ、当業間に知られている制御方法で
ある。（日立製作所″８１　ＳＥＭＩＣＯＮＤＵＣＴＯ
ＲＤＡＴＡ　ＢＯＯに民生用ＩＣＰ、２０５〜Ｐ、２０
７．製品型番ＨＡ　１２０２５参照）また、電界強度を
検出して、その検出信号によりオーディオ信号の周波数
特性を可変してオーディオ信号のＳ／Ｎ比を改善する方
法、更にディエンファシス（オーディオ信号の高域部分
のレベル低下）によりＳ／Ｎ比を改善する方法等も知ら
れている。（ラジオ技術社発行、黒用晃著　Ｆ　Ｍチュ
ーナマニュアル（昭和５５年２月１０日発行）のＰ、２
７〜Ｐ、２９参照）しかるに、本発明者の検討によると、前記Ｓ／Ｎ比を改
善方法では何れもＳ／Ｎ比の改善に限界があり、特に弱
電界強度時におけるＳ／Ｎ比の改善が困難であることが
明らかにされた。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、受信時の電界強度を検出して中電界強
度以下の電界強度時において、ディエンファシス回路の
時定数を可変させ、これによりＳ／Ｎ比の良好なオーデ
ィオ信号を得るようにしたＦＭラジオ受信機を提供する
ことにある。

本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本
明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう
。

〔発明の概要〕

本願において開示される発明の概要を述べれば、下記の
とおりである。

すなわち、電界強度を検出して得られる制御電圧ＶＭに
より、中電界強度以下のときトランジスタＱ　ｌＯＩ＋
　Ｑ　１＋１２をオン状態になしてディエンファシス回
路１００ａ、１ｏＯｂの時定数をコンデンサＣ＾、ＣＢ
により大にし、これによりオーディオ信号Ｌｏｕｔ’　
、　Ｒｏｕｔ、’の高周波成分を除去するように周波数
特性を制御し、中電界強度以下であってもＳ／Ｎ比を改
善したオーディオ信号を得るという本発明の目的を達成
するものである。

〔実施例〕

本発明を適用したＦＭラジオ受信機の一実施例を、第１
図および第２図を参照して説明する。なお、以下に述べ
るＦＭラジオ受信機は半導体集積回路（以下においてＩ
Ｃという）にて構成され、第１図（Ａ）にはＦＭラジオ
受信部を示し、第１図（Ｂ）にはＦＭマルチプレックス
復調回路■と可変ディエンファシス回路１００ａ、１０
０ｂを含む出力回路■とを示す。

先ず、ＦＭラジオ受信部の回路動作を述べる。

アンテナ２４で受信されたＦＭ無線周波信号ＶＡＮＴＴ
は、無線周波増幅器２５によって増幅され、ミクサー２
６に印加される。ミクサー２６には、局部発振器２７に
よって発生された局部発振信号が印加される。かくして
、ミクサー２６の出力端子からＦＭ中間周波信号ＶＩＰ
ＩＮが得られ、このＦＭ中間周波信号はフィルター２８
に印加される。

破線ＩＣＩはＦＭ中間周波信号処理用の半導体集積回路
であって、その１番端子は入力端子として、上記フィル
ター２８よりのＦＭ中間周波信号ＶＩＰＩＮが印加され
ている。入力端子としての１番端子に印加されたＦＭ中
間周波信号は多段接続された第１中間周波増幅器２９．
第２中間周波増幅器３０．第３中間周波増幅器３１によ
り増幅される。この多段接続された第１．第２および第
３中間周波増幅器２９，３０．３１はＦＭリミッタ−と
して動作するので、ＦＭ入力信号中の不所望なＡＭ信号
成分がこのＦＭリミッタ−によって除去されることがで
きる。

インダクターＬ１＋Ｌ２ｙ容量Ｃ２１，抵抗Ｒ２１から
構成され半導体集積回路の８番、９番、１０番端子に接
続された位相遷移回路３２とゲート検波器３３とはＦＭ
検波器を構成する。この種のＦＭ検波器は１９６７年１
１月発刊のＩＥＥＥ　ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ　ＯＮ
　ＢＲＯＡＤＣＡＳＴ　ＡＮＤ　置ＩＩ！ＶＩＳＩＯＮ
　ＲＥＣＥＩＶＥＲ５ＶＯＬＵＭＥ　ＢＴＲ−１３ＮＵ
ＭＢＥＲ３ＰＰ　６０−６５　ニ報告されている。

上記第１．第２．第３中間周波増幅器２９，３０゜３１
および上記９番端子にはそれぞれ第１．第２゜第３．第
４レベル検波器３４，３５，３６゜３７が接続され、こ
れらの検波器３４〜３７は各部におけるＦＭ中間周波信
号のピーク値を検出する。これらのピーク検波器３４〜
３７の出力信号はチューニングメーター駆動回路３８に
印加され、このチューニイングメーター駆動回路３８の
出力信号ＶＭは、１３番端子を介してチューニイングメ
ーター３９、およびＦＭマルチプレックス復調回路■に
印加される。これらのピーク検波器３４〜３７とチュー
ニイングメーター駆動回路３８は米国特許第３，６７３
，４９９号および第３，７０１，０２２号に報告されて
いる。

上記第ルベル検波器３４の他の出力は１５番端子を介し
て自動利得制御電圧として無線周波増幅器２５に印加さ
れ、この増幅器の増幅の利得が制御される。

ゲート検波器３３の第１の出力信号は自動周波数制御増
幅器４０に印加され、該増幅器４０の出力信号は、７番
端子を介して局部発振器２７に印加される。かくして、
局部発振器２７より得られる局部発振信号の周波数が制
御されるので、ＦＭ受信器は所定の無線周波信号から離
調することがなく安定化された同調動作を行うことがで
きる。

ゲート検波器３３の第２の出力信号はステレオコンポジ
ット信号ＦＯであって、オーディオ増幅器４１を介して
６番端子に送出され、更にラインＱ１．コンデンサＣ囚
を介してＦＭマルチプレックス復復調回路へ供給される
。

第４レベル検波器３７の他の出力信号はミュート駆動回
路４２に印加され、ミュー１〜駆動回路４２に印加され
、ミュート駆動回路４２の出力信号は１２番端子に送出
される。この１２番端子の出力信号は抵抗Ｒ２３ｒ　Ｒ
２４および５番端子を介してオーディオミュート制御増
幅器４３に印加される。このオーディオミュート制御増
幅器４３の出力信号はオーディオ増幅器４１に印加さ与
る。

以上説明したＦＭ中間周波信号処理用の半導体集積回路
として、すでに米国ＲＣＡ社より販売されている集積回
路　型名ＣＡ３０８９もしくは日立製作所により販売さ
れている集積回路型名ＨＡ１１３７Ｗを利用することが
できる。

破線ＩＣ２は１本発明に従ったＦＭステレオ復調用の半
導体集積回路である。上述の半導体集積回路■Ｃ１の６
番端子におけるステレオコンポジット信号Ｆ、は、容量
Ｃ２３を介して半導体集積回路ＩＣ２のプリアンプ４４
に印加される。位相検波器４５．ローパスフィルタ４６
．直流増幅器４７、電圧制御発振器４８２周波数デバイ
ダ４９゜５０はフェーズロックループ（’ＰＬＬ）回路
５１を構成する。

電圧制御発振器４８は、ステレオコンポジット信号Ｆ、
に含まれる１９ＫＨｚ　のパイロット信号の整数倍の周
波数（例えば７６ＫＨｚ　）の発振信号を発生する。周
波数デバイダ４９は、７６ＫＨｚ　の発振信号を分周す
るので、出力線Ｑ１１゜Ω１２上には互いに逆位相で振
幅値が互いに等しいところの二つの３８　Ｋ　Ｈｚ　出
力信号が送出される。さらに周波数デバイダ５０は、出
力線Ｑ１２上の３８ＫＨｚ　信号を分周するので、出力
線Ｑ　１１上には１９ＫＨｚ　の出力信号が送出される
。位相検波器４５は、プリアンプ４４の出力より得られ
たステレオコンボジッ１へ信号中の１９ＫＨｚパイロッ
ト信号の位相と周波数デバイダ５０より得られた１９Ｋ
Ｈｚ　出力信号の位相との相違を検出する。位相検波器
４５の出力信号はローパスフィルタ４６と直流増幅器４
７とを介して電圧制御発振器４８に印加されるので、周
波数デバイダ４９より得られる３８ＫＨｚ　ステレオコ
ンポジット信号中の正確な１９ＫＨｚ　パイロット信号
と実質的に完全に同期されることになる。従って、周波
数デバイダ４９より得られた３８ＫＨｚ　信号はステレ
オ復調のため差動増幅回路の形式の信号供給回路２２に
印加される。

周波数デバイダ５２９位相検波器５３はパイロット信号
有無を検出するための検出回路を構成する。周波数デバ
イダ５２は出力線ｎ　ｉｔ上の３８ＫＨｚ　出力信号を
分周し、１９ＫＨｚ　信号を位相検波器５３に供給する
６従って、位相検波器は５３は、プリアンプ４４の出力
より得られたステレオコンポジット信号に含まれる１９
ＫＨｚ　パイロット信号の信号レベルを検出し、雑音成
分には実質的に応答しない。位相検波器５３の検出出力
信号はローパスフィルタ５５．直流増幅器５６を介して
ランプ駆動回路５７に伝達される。ランプ駆動回路５７
は直流増幅器５６の出力信号に対する入力特性において
スレッシュホールドを持ち、このスレッシュホールド値
以上の直流増幅器５６の出力信号に対し６番端子に接続
されたステレオインジケータランプ５８を点燈せしめる
。このステレオインジケータランプ５８の点燈は、ＦＭ
受信機がステレオ放送信号を受信していることを示し、
これと反対にステレオインジケーターランプ５８の非点
燈はモノラル放送信号の受信状態を示す。

このようなランプ駆動回路を具備したＰＬＬ型ステレオ
復調用の半導体集積回路は１９７１年１１月発刊のＥ１
ｅｃｔｒｏｎｉｃ＋　ｐｐ　６２−６６に報告されてい
る。

一方信号供給回路２２はトランジスタＱヮ。

Ｑｓ　ｙ　Ｑｑ　ｓ抵抗Ｒ１ｏ、　Ｒ，、、Ｒ１，によ
って構成されている、ステレオ復調器２０．２１はトラ
ンジスタＱ１〜Ｑ　、抵抗Ｒｓ〜Ｒ７によって構成され
ている。また抵抗Ｒ３は５番端子を介してセパレーショ
ン調整用可変抵抗Ｒ３′に接続されている。この抵抗Ｒ
３′の抵抗値を調整することによって、左および右チャ
ンネルの復調出力信号り。

ｕｔ、、　Ｒｏｕｔ間のセパレーションを調整すること
ができる。

プリアンプ４４の出力線Ｑ５には一定の直流バイアス電
圧ＶＢ、が与えられ、他の出力線Ｑ６にはスデレオコン
ポジット信号が供給されている。

ステレオ復調器２０．２１の出力線Ｑヮには右チヤンネ
ル復調信号電流ｉ２が電流ミラー回路６０の入力端子と
して流れ、他の出力線Ｑ８には左チヤンネル復調信号電
流ｉ１．−が電流ミラー回路５９の入力端子として流れ
る。電力ミラー回路５９゜６０の抵抗Ｒｓ３＊　Ｒ１４
１Ｒ＊５ｒ　Ｒｓｓの抵抗値を互いに等しく定めること
により、出力電流ｊ　Ｒ’ｒｉ、′の電流値を入力電流
ｊＲ＋ＩＬの電流値と等しくすることができる。

半導体集積回路ＩＣＩの１３番端子に得られたチューニ
イングメーター駆動電圧ｖＭは制御電圧として半導体集
積回路ＩＣ２の１０番端子に印加される。

次に電界強度が変化した場合におけるＳ／Ｎ比の可変動
作を述べる。

電界強度が強電界の場合、ラインＱ２に表われるチュー
ニングメータ駆動電圧■門はハイレベルである。このた
め、インバータ１０１の出力電圧はロウレベルになり、
トランジスタＱ　ｌｏｔ　ｙ　Ｑ　Ｉｎ２はともにオフ
になる。従って、３番端子とアーラインとの間には抵抗
Ｒ１０，、コンデンサＣｌ０Ｌの時定数回路が接続され
、７番端子とアースラインとの間にも抵抗ＲＩＱ２、コ
ンデンサＣ騰の時定数回路が接続されることになる。

そして、電圧比較器７０についてみると、Ｆｆｊ１１御
電圧ＶＭと基慴電圧ＶＲＥＦ２！：がＶＭ＞ＶＲＥＦ２
（７）関係になり、非反転出力がハイレベル、反転出力
がロウレベルになる。、１ヘランジスタＱ　２２　ｔ　
Ｑ　２１は差動対に接続され、以下同様にトランジスタ
Ｑ２４゜Ｑ　２５．１〜ランジスタＱ　３１　＋　Ｑ　
３２、トランジスタＱ　３４　ｒ　Ｑ　３５とが差動対
に構成されている。

前記非反転出力がハイレベルのとき、トランジスタＱ　
２３　ｒ　Ｑ　２４　＋　Ｑ　３２１　Ｑ　３４がオン
状態に動作し、トランジスタＱ　２２　Ｉ　Ｑ　２５　
Ｉ　Ｑ　３１１　Ｑ　３５がオフ状態になる。従って、
トランジスタＱ　２７１　Ｑ　２３１　Ｑ　２１の電流
径路が構成され、トランジスタＱ２７とカレントミラー
回路を構成するトランジスタＱ２Ｂに出力電流ｉＬＩが
流れる。また、トランジスタＱ３６゜Ｑ３□、Ｑ３０の
電流径路が構成され、トランジスタＱ　３６どカレンＩ
−ミラー回路を構成する１〜ランジスタＱ３７に出力電
流］、ｌが流れる。

ところで、前記動作が行なわれている間、トランジスタ
Ｑ２４ＩＱ２Ｇには抵抗Ｒ３４とコンデンサＣ，の時定
数によって周波数特性を調整された電流が流れるが、こ
の電流は前記出力電流ｉＬｌに影響を与えない。またト
ランジスタＱ３４１Ｑ３３にも抵抗Ｒ３６とコンデンサ
Ｃ２の時定数によって周波数特性を調整された電流が流
れるが、この電流は前記出力電流ｌＲ＋に影響を与えな
い。従って、オーディオ信号Ｌｏｕｔ’　、　Ｒｏｕｔ
’　はディエンファシス回路１００ａ、１００ｂによっ
て周波数特性が調整される。

ここで注目すべきは、制御電圧■□がハイレベルのとき
、トランジスタＱ　ｌｏｔ　、Ｑ　１０２はともにオフ
状態であるから、ディエンファシス回路１００ａ。

１００ｂは抵抗Ｒｌｏｔ　、コンデンサＣ＋Ｑ２．更に
抵抗Ｒ１０２、コンデンサ０．０２で決定される時定数
を有することである。両者の時定数τ３はτ３＝Ｒ１゜
。

・Ｃｌｏｔで決定される。この際、オーディオ信号Ｌｏ
ｕｔ’　、　Ｒｏｕｔ、’　の周波数とＦＭラジオ受信
機のトータルゲインとの関係は、第２図に示す特性Ａ。

のカットオフ周波数かで３で決定され、−６ｄＢ１０ｃ
ｔで減衰することになる。

次に、電界強度が中電界以下に低下したときの回路動作
を述べる。

この場合、制＃電圧ＶＭは低レベルになり、トランジス
タＱ　ｌｏｔ　、　Ｑ　Ｉｎ２がオン状態に動作する。

従ってディエンファシス回路１００ａ、１００ｂの時定
数は抵抗Ｒ、ｏ、と並列合成コンデンサ（Ｃ＋ｏ＋／／
ＣＡ）とで決定され、また抵抗Ｒ１１１２と並列合成コ
ンデンサ（ＣＩ０２／／ＣＢ）とで決定されることにな
る。

更に、制御電圧Ｖｒ−＋と基準電圧Ｖ’１ｉｌＥＦ２と
は■。

＜ＶＲＥＦ２になるので、電圧比較器７０の非反転出力
がロウレベル、反転出力がハイレベルになる。

この結果、１〜ランジスタＱ２□＋　Ｑ２ＳＩ　Ｑ３１
　ｒ　Ｑ３ｓがオン状態に動作し、トランジスタＱ　２
３１　Ｑ　２４　ＩＱ３２ＩＱ３４がオフ状態になる。

トランジスタＱ　２’７　ｙＱｚｔＱ２ｓの電流径路が
構成され、これを流れる電流は抵抗Ｒ３４，コンデンサ
Ｃ１で決定される時定数τ２により周波数特性が制御さ
れるので、１ヘランジスタＱ　２Ｂを流れる電流ｊＬ’
も同様の周波数特性を有する。また、トランジスタＱ　
３６１　Ｑ　３＝；　ｒＱ３３の電流径路が構成され、
これを流れる電流は抵抗Ｒ３６，コンデンサＣ２で決定
される時定により周波数特性が制御されるので、トラン
ジスタＱ　３７を流れる電流ｒ　、　ｌも同様の周波数
特性を有する。

前記電流ｉＬ′、ｉＲ′は、ディエンファシス回路１０
０ａ、１００ｂの時定数により周波数特性が可変される
。すなわち、中電界以下の電界強度では、出力信号Ｌｏ
ｕｔ’　、　Ｒｏｕｔ’　の周波数特性は、２段階にわ
たって制御される。この結果、第２図に示す特性Ａ２の
カットオフ周波数が前記Ｔ２で決定され、−６ｄ　Ｂ　
１０ｃｔで減衰した後ディエンファシス回路１００ａ、１００ｂの時定数により−１２ｄ
　Ｂ　１０ｃｔで急激に減衰する。故に、中電界以下の
電界強度では、出力信号Ｌｏｕｔ’　、　Ｒｏｕｔ’の
高周波成分（ノイズ成分）が大幅に除去され。

非常に聞きやすい音になる。

なお、ここで参考までにコンデンサＣ＾、トランジスタ
Ｑ　ｓｏ＋、更にコンデンサＣＩ３、トランジスタＱ　
ｔａｘが設けられない場合の周波数特性について述べる
。

この場合、出力信号Ｌｏｕｔ’　は抵抗Ｒ３４，コンデ
ンサＣｔの時定数、更にディエンファシス回路１００ｂ
の抵抗Ｒ１ｃ１２、コンデンサＣＩＱ２の時定数によっ
て、その周波数特性が制御される。また出力信号Ｒｏｕ
ｔ’　は抵抗Ｒ３ｇ、コンデンサＣ２の時定数、更にデ
ィエンファシス回路１００ａの抵抗Ｒ、Ｏ，。

コンデンサＣＩｏｌによって、その周波数特性が制御さ
れる。従って、出力信号Ｌｏｕｔ’　、　Ｒｏｕｔ’の
周波数特性は、第２図に示す特性Ａ３のように当初−５
ｄ　Ｂ　１０ｃｔ：減衰し、次いで−１２ｄ　Ｂ　１０
ｃｔ減衰するようになる。すなわち、特性Ａ２に比較し
て減衰度がゆるやかであり、この分高周波成分の除去が
少なく、オーディオ信号Ｌｏｕｔ’　、Ｒｏｕｔ’　に
ノイズ成分が含まれることになる。

以上の回路動作から明らかなように、トランジスタＱ、
。１、ＱＩ０２をオン・オフさせコンデンサＣＡ、ＣＢ
によりディエンファシス回路１００　ａ　、　１．ＯＯ
ｂの周波数特性を可変することにより、オーディオ信号
Ｌｏｕｔ、’　、　Ｒｏｕｔ’　のノイズ成分を除去す
ることができる。

〔効果〕

（１）受信電波の電界強度に比例した制御電圧により、
ディエンファシス回路の時定数を可変するように構成し
たので、中電界強度以下の電界強度時においてオーディ
オ信号Ｌｏｕｔ’　、　Ｒｏｕｔ’　の周波数特性が前
記ディエンファシス回路の時定数可変により制御され、
中電界強度以下のときのノイズ成分を除去し、Ｓ／Ｎ比
を改善するという効果が得られる。

以上に、本発明者によってなされた発明を実施例にもと
づき具体的に説明したが、本発明は前記実施例に限定さ
れるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変
形可能であることはいうまでもない。

例えば、基準電圧■ＲＥＦ２は電圧レベルを可変するよ
うにしてよい。

更に、コンデンサＣＡ、ＣＢに代えて抵抗を設け、ディ
エンファシス回路１００ａ、１００ｂの時定数を可変す
るようにしてもよい。

〔利用分野〕

以上の説明では、主として本発明者によってなされた発
明をその背景となった利用分野であるＦＭラジオ受信機
に適用した場合について述べたが、それに限定されるも
のではない。

例えば、電界強度がひんばんに変化する自動車用ラジオ
受信機に利用することができる。

また、ＦＭ波を使用する無線通信機にも使用することが
できる。

【図面の簡単な説明】

第１図（Ａ）（Ｂ）は本発明を適用したＦＭラジオ受信
機の一実施例を示す回路図を示し、第２図は電界強度が
変化したときのオーディオ信号の周波数特性図を示す。ＩＣＩ・・・ＦＭ放送受信機、ＩＣ２・・・ＦＭマルチ
プレックス復調回路及び出力回路、■・・・ＦＭマルチ
プレックス復調回路、■・・・出力回路、ＦＤ・・・検
波出力、ＶＭ・・・制御電圧、１００ｇ、１００ｂ・・
・ディエンファシス回路、Ｑ　＋ａ＋　ｔ　Ｑ　ＩＯ２
・・トランジスタ、ＣＡｙ　Ｃ，３ｒ　Ｃ＋ｏ＋ｔ　Ｃ
ｌ１１２”・コンデンサ、Ｒ１０１＋Ｒ１ｏ２−・・抵
抗、１０１−＝位相反転回路、Ｉ、ｏｕｔ’　。Ｒｏｕｔ’・・・オーディオ信号。

Claims

【特許請求の範囲】

１、受信電波が強電界強度時において時定数が小となり
、中電界強度以下の電界強度を検出して時定数が大とな
る可変ディエンファシス回路を設け、前記時定数の可変
によりオーディオ信号の周波数特性を制御し、前記中電
界強度以下の電界強度時においてオーディオ信号の高周
波成分を除去するように構成したことを特徴とするＦＭ
ラジオ受信機。