JPS60200185A - デイジタル・パルス圧縮フイルタ - Google Patents
デイジタル・パルス圧縮フイルタInfo
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- JPS60200185A JPS60200185A JP59255818A JP25581884A JPS60200185A JP S60200185 A JPS60200185 A JP S60200185A JP 59255818 A JP59255818 A JP 59255818A JP 25581884 A JP25581884 A JP 25581884A JP S60200185 A JPS60200185 A JP S60200185A
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- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
- G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
- G01S7/28—Details of pulse systems
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- G01S7/288—Coherent receivers
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
- G01S13/06—Systems determining position data of a target
- G01S13/08—Systems for measuring distance only
- G01S13/10—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves
- G01S13/26—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves wherein the transmitted pulses use a frequency- or phase-modulated carrier wave
- G01S13/28—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves wherein the transmitted pulses use a frequency- or phase-modulated carrier wave with time compression of received pulses
- G01S13/282—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves wherein the transmitted pulses use a frequency- or phase-modulated carrier wave with time compression of received pulses using a frequency modulated carrier wave
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- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、周波数変調送信パルスを発生し送信し、エコ
ー信号を受信し、エコー信号をサンプリングされヘデイ
ジタル化された信号に変換するよう構成配置したレーダ
又はソーナ送受信装置用のディジタル・パルス圧縮フィ
ルタに関する。
ー信号を受信し、エコー信号をサンプリングされヘデイ
ジタル化された信号に変換するよう構成配置したレーダ
又はソーナ送受信装置用のディジタル・パルス圧縮フィ
ルタに関する。
神々のディジタル・パルス圧縮フィルタカ既知である。
米国特ＩＴ’第８６８０１０５号明細書には送信パルス
の複製を示す送信パルス複製信号の離散フーリエ変換の
共役複素数と、サンプリングされディジタル化されたエ
コー信号の離散フーリエ変換とを乗算する周波数相関回
路を使用し、乗算によって得た積信号から離散７−リエ
逆変換を介して圧縮パルスを得るようにしたパルス圧縮
フィルタが記載されている。声１Ｆ散フーリエ変換に必
要なエコー信号の直交成分は直交検波により普通の態様
で得ることができる。送信パルス複製信号の直交成分は
１回の言１算だけで算出する必要がある。
の複製を示す送信パルス複製信号の離散フーリエ変換の
共役複素数と、サンプリングされディジタル化されたエ
コー信号の離散フーリエ変換とを乗算する周波数相関回
路を使用し、乗算によって得た積信号から離散７−リエ
逆変換を介して圧縮パルスを得るようにしたパルス圧縮
フィルタが記載されている。声１Ｆ散フーリエ変換に必
要なエコー信号の直交成分は直交検波により普通の態様
で得ることができる。送信パルス複製信号の直交成分は
１回の言１算だけで算出する必要がある。
米国特許第４８７９２９５号明細書には、直交検波によ
って得たエコー信号の直交成分をサンプリングしディジ
タル化して高速フーリエ変換装置に供給し、種々の周波
数出力チャンネルを介して供給される信号にそれぞれ特
定の遅延を付与し、これを合成して圧縮パルスを形成す
るようにしたディジタル・パルス圧縮フィルタが記載さ
れている。
って得たエコー信号の直交成分をサンプリングしディジ
タル化して高速フーリエ変換装置に供給し、種々の周波
数出力チャンネルを介して供給される信号にそれぞれ特
定の遅延を付与し、これを合成して圧縮パルスを形成す
るようにしたディジタル・パルス圧縮フィルタが記載さ
れている。
しかしこれらのパルス圧縮フィルタは極めて複雑である
他、後者のパルス圧縮フィルタは送信パルスの形に適切
に適合することができない。本発明の目的は、これら欠
点を大幅に改善するディジタル・パルス圧縮フィルタを
提供するにある。
他、後者のパルス圧縮フィルタは送信パルスの形に適切
に適合することができない。本発明の目的は、これら欠
点を大幅に改善するディジタル・パルス圧縮フィルタを
提供するにある。
本発明のディジタル・パルス圧縮フィルタは、サンプリ
ング周波数ｆ８を、サンプリングされディジタル化され
た信号の中心周波数ｆ。の約４倍に等しくシ、力）つサ
ンプリングされディジタル化された信号の帯域幅Δｆの
約２倍より太きくし、ディジタル・パルス圧縮フィルタ
がサンプリングされディジタル化された信号と、送信パ
ルスの複製を示す送信パルス複製信号とを供給される時
間相開回路を備え、時間相関回路に供給されたこれら２
つの形式の信号の一方の形式の信号を、時間相関回路に
供給された他方の形式の信号の直交成分と相関させて圧
縮パルスの直交成分を得るよう構成したことを特徴とす
る。従ってディジタル・パルス圧縮フィルタに供給され
る。サンプリングされディジタル化されたエコー信号を
送信パルス複製信号の直交成分と相関さセることかでき
、かつディジタル・パルス圧縮フィルタに供給されるサ
ンプリングされディジタル化されたエコー信号の直交成
分がディジタル・パルス圧縮フィルタにおいて送信パル
ス複製信号と共に得られる。
ング周波数ｆ８を、サンプリングされディジタル化され
た信号の中心周波数ｆ。の約４倍に等しくシ、力）つサ
ンプリングされディジタル化された信号の帯域幅Δｆの
約２倍より太きくし、ディジタル・パルス圧縮フィルタ
がサンプリングされディジタル化された信号と、送信パ
ルスの複製を示す送信パルス複製信号とを供給される時
間相開回路を備え、時間相関回路に供給されたこれら２
つの形式の信号の一方の形式の信号を、時間相関回路に
供給された他方の形式の信号の直交成分と相関させて圧
縮パルスの直交成分を得るよう構成したことを特徴とす
る。従ってディジタル・パルス圧縮フィルタに供給され
る。サンプリングされディジタル化されたエコー信号を
送信パルス複製信号の直交成分と相関さセることかでき
、かつディジタル・パルス圧縮フィルタに供給されるサ
ンプリングされディジタル化されたエコー信号の直交成
分がディジタル・パルス圧縮フィルタにおいて送信パル
ス複製信号と共に得られる。
後者の場合にはサンプリングされディジタル化されたエ
コー信号がその直交成分を発生するようにする必要かあ
る。これを行わせるため、パルス圧縮フィルタの一部を
構成すルヒルハ−ト（Ｈｉｌｂｅｒｔ）フィルタを使用
することができる。ヒルバート・フィルタはこれらの信
号の直交成分を、サンプリングされディジタル化された
エコー信号に加える動作を行う。しかしこのようにして
得た信号の直交性Ｇｊ 、非巡回Ｆ Ｉ Ｒ（有限イン
パルスレスポンス）フィルタとして構成きれるこのフィ
ルタが非実用的な長さの遅延回路を備えていないと所望
の精度を満足しない。このようにすると初めて、互に結
合されるヒルバート・フィルタの通過帯域におけるリッ
プル値及び阻止帯域におけるリップル値が充分小さくな
り、加えられた成分及び既存のリップルを含まない成分
がある範囲まで直交性となる。
コー信号がその直交成分を発生するようにする必要かあ
る。これを行わせるため、パルス圧縮フィルタの一部を
構成すルヒルハ−ト（Ｈｉｌｂｅｒｔ）フィルタを使用
することができる。ヒルバート・フィルタはこれらの信
号の直交成分を、サンプリングされディジタル化された
エコー信号に加える動作を行う。しかしこのようにして
得た信号の直交性Ｇｊ 、非巡回Ｆ Ｉ Ｒ（有限イン
パルスレスポンス）フィルタとして構成きれるこのフィ
ルタが非実用的な長さの遅延回路を備えていないと所望
の精度を満足しない。このようにすると初めて、互に結
合されるヒルバート・フィルタの通過帯域におけるリッ
プル値及び阻止帯域におけるリップル値が充分小さくな
り、加えられた成分及び既存のリップルを含まない成分
がある範囲まで直交性となる。
サンプリングされディジタル化された信号はパル７、Ｉ
Ｅ縮フィルタの一部を構成する２個のフィルタに加える
方が良好である。これら２個のフィルタは“Ｒｅｍｅｚ
Ｅｘｃｈａｎｇｅ ＡｌｇＯｒｉｔｂｍ ”（Ｌ、Ｒ
，Ｒａｂｉｎｅｒ及びＧ、Ｇｏｌｄ共著” Ｔｈｅｏｒ
ｙ ａｎｄ Ａｌ）ｌ）ｌｉｃａｔｉｏｎ ｏｆＤｉｇ
ｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ”（
ｐｒｅｎｔｉ−ｃｅ １（ａ１１社１９７５年刊）！ｉ
８．８０及びａｐｐｅｎｄｉｘ 、 ｐｐ１８７〜２０
４参照）によって得られるパルスレスポンスｈ（ｎ）を
呈する低域通過フィルタ特性を有する非巡回ＦＩＲフィ
ルタから、次の如くして得ることができる。このフィル
タの通過帯域が（ｋ−、）ｆ８から（ｋ＋、）ｆ８にわ
たり、かつ阻止帯域が（ｋ＋１）ｆＳから（ｋ ＋８
）ｆｓにわたると仮定し、ここでに−・・・・、−２，
−１，０，１゜２ノ・・・・でアル。パルスレスポンス
に係数６Ｊｊｎ“を乗算することにより新たなパルスレ
スポンスｈ・（ｎ） ＝ ｈ（ｎ）・ｅ＋ｊｎ“となり
、従って周波数特性が推移されて、通過帯域の範Ｉがｋ
ｆｓから（ｋ＋−；）ｆ８までとなり、力）つ阻止帯域
の範囲が（ｋ＋７）ｆｓからｔｋ−１−１１ｆｓまでと
なる。新たなパルス、レスポンスｈ’（ｎ）について、
ｎが偶数である場合の値はｎが奇数である場合の値に対
し直交する。従って偶数及び奇数パルスレスポンスによ
り２つのフィルタが決定される。従って一方のフィルタ
のパルスレスポンスは・・・・−、ｈ’（−２）、 ０
、 ｈ’（０）、ｏ 。
Ｅ縮フィルタの一部を構成する２個のフィルタに加える
方が良好である。これら２個のフィルタは“Ｒｅｍｅｚ
Ｅｘｃｈａｎｇｅ ＡｌｇＯｒｉｔｂｍ ”（Ｌ、Ｒ
，Ｒａｂｉｎｅｒ及びＧ、Ｇｏｌｄ共著” Ｔｈｅｏｒ
ｙ ａｎｄ Ａｌ）ｌ）ｌｉｃａｔｉｏｎ ｏｆＤｉｇ
ｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ”（
ｐｒｅｎｔｉ−ｃｅ １（ａ１１社１９７５年刊）！ｉ
８．８０及びａｐｐｅｎｄｉｘ 、 ｐｐ１８７〜２０
４参照）によって得られるパルスレスポンスｈ（ｎ）を
呈する低域通過フィルタ特性を有する非巡回ＦＩＲフィ
ルタから、次の如くして得ることができる。このフィル
タの通過帯域が（ｋ−、）ｆ８から（ｋ＋、）ｆ８にわ
たり、かつ阻止帯域が（ｋ＋１）ｆＳから（ｋ ＋８
）ｆｓにわたると仮定し、ここでに−・・・・、−２，
−１，０，１゜２ノ・・・・でアル。パルスレスポンス
に係数６Ｊｊｎ“を乗算することにより新たなパルスレ
スポンスｈ・（ｎ） ＝ ｈ（ｎ）・ｅ＋ｊｎ“となり
、従って周波数特性が推移されて、通過帯域の範Ｉがｋ
ｆｓから（ｋ＋−；）ｆ８までとなり、力）つ阻止帯域
の範囲が（ｋ＋７）ｆｓからｔｋ−１−１１ｆｓまでと
なる。新たなパルス、レスポンスｈ’（ｎ）について、
ｎが偶数である場合の値はｎが奇数である場合の値に対
し直交する。従って偶数及び奇数パルスレスポンスによ
り２つのフィルタが決定される。従って一方のフィルタ
のパルスレスポンスは・・・・−、ｈ’（−２）、 ０
、 ｈ’（０）、ｏ 。
ｈ’（２）、０・ｈ’（４）・・・・・・となり、他方
のフィルタのパルスレスポンスＧＪ・・・・・、ｈ’ｔ
−１）、０ 、ｈ’（−１）。
のフィルタのパルスレスポンスＧＪ・・・・・、ｈ’ｔ
−１）、０ 、ｈ’（−１）。
０・ｈ’ （１）・０・ｈＩｔ ８）、・・・・・とな
る。直交ノ々ルスレスポンスを有する２個のフィルタを
時間相関回路において合体することにより一層好適な実
施例が得られる。力）かる場合には時間相関回路は２個
の非巡回Ｆ Ｉ Ｒフィルタで構成され、各フィルタは
サンプリングされディジタル化された信号を供給され、
この信号を送信パルス複製信号の２つの直交成分の一方
と相関させるっ時間相関回路を構成する２個のフィルタ
を合成して単一の非巡回ＦＩＲフィルタを構成するよう
にすることもできる。
る。直交ノ々ルスレスポンスを有する２個のフィルタを
時間相関回路において合体することにより一層好適な実
施例が得られる。力）かる場合には時間相関回路は２個
の非巡回Ｆ Ｉ Ｒフィルタで構成され、各フィルタは
サンプリングされディジタル化された信号を供給され、
この信号を送信パルス複製信号の２つの直交成分の一方
と相関させるっ時間相関回路を構成する２個のフィルタ
を合成して単一の非巡回ＦＩＲフィルタを構成するよう
にすることもできる。
次に図面につき不発明の詳細な説明する。
レーダ受信装置の一部を第１図に示しである。
中間周波増幅器ｌ及びこれに接続した帯域通過フィルタ
２からは、周波数変調され中間周波数変換されたエコー
信号が得られる。その場合この信号の中心周波数はｆ工
Ｆであり、その帯域幅はΔｆである。この中間周波信号
はサンプリング回路ｓ１１ニーＢいてサンプリング周波
数ｆｓでサンプリングされ、次いでアナログ・ディジタ
ル・コンバータ今においてディジタル化される。サンプ
リング周波数を適切に選定して、周波数変換が行われ、
サンプリングされディジタル化された信号として中心周
波数ｆ。−７ｆ６を有する信号が生ずるようにする。
２からは、周波数変調され中間周波数変換されたエコー
信号が得られる。その場合この信号の中心周波数はｆ工
Ｆであり、その帯域幅はΔｆである。この中間周波信号
はサンプリング回路ｓ１１ニーＢいてサンプリング周波
数ｆｓでサンプリングされ、次いでアナログ・ディジタ
ル・コンバータ今においてディジタル化される。サンプ
リング周波数を適切に選定して、周波数変換が行われ、
サンプリングされディジタル化された信号として中心周
波数ｆ。−７ｆ６を有する信号が生ずるようにする。
この信号の帯域幅ΔｆについてはΔｆくｉｆＳである。
アナログ・ディジタル・コンバータ４からの信号はディ
ジタル・パルス圧縮フィルタ５＆こ供給する。このフィ
ルタ５は送信パルスの複製を示す送信パルス複製信号Ｒ
との時間相関動作を行い、圧縮さｎたパルスの直交成分
工及びＱを送出する。
ジタル・パルス圧縮フィルタ５＆こ供給する。このフィ
ルタ５は送信パルスの複製を示す送信パルス複製信号Ｒ
との時間相関動作を行い、圧縮さｎたパルスの直交成分
工及びＱを送出する。
第２図はサンプリングされディジタル化された信にある
。
。
第８図はパルス圧縮フィルタの実施例を示し、本例はヒ
ルバート・フィルタ６及び時間相関回路７を備えている
。このヒルバート・フィルタはフィルタ５の入力信号の
直交成分を発生し、これによって１％ ｔ、＝ 成分と
、フィルタ５の入力信号を面接供給した成分とを時間相
関回路７において送信ノ＜〃ス複製信号Ｒと相関させる
ようにする。第４図はパルス圧縮フィルタの他の実施例
を示し、本例は相互直交パルスレスポンスを有する２個
の非巡回Ｆ’４Ｒフィルタ８及び９と、時間相関回路７
とを備えており、これら２個のフィルタを介してｐ５た
直交成分を時間相関回路７において送信パルス複製信号
Ｒと相関させるようにする。ヒルバート・フィルタを用
いた場合に得られる結果と、直交パルスレスポンスを有
する２個のフィルタを用いた場合に得られる結果とを第
５Ａ〜５Ｆ図につき次に対比して説明する。
ルバート・フィルタ６及び時間相関回路７を備えている
。このヒルバート・フィルタはフィルタ５の入力信号の
直交成分を発生し、これによって１％ ｔ、＝ 成分と
、フィルタ５の入力信号を面接供給した成分とを時間相
関回路７において送信ノ＜〃ス複製信号Ｒと相関させる
ようにする。第４図はパルス圧縮フィルタの他の実施例
を示し、本例は相互直交パルスレスポンスを有する２個
の非巡回Ｆ’４Ｒフィルタ８及び９と、時間相関回路７
とを備えており、これら２個のフィルタを介してｐ５た
直交成分を時間相関回路７において送信パルス複製信号
Ｒと相関させるようにする。ヒルバート・フィルタを用
いた場合に得られる結果と、直交パルスレスポンスを有
する２個のフィルタを用いた場合に得られる結果とを第
５Ａ〜５Ｆ図につき次に対比して説明する。
第５Ａ図は信号ｆ （ｔ ）、からその直交成分ｇ（ｔ
）即ちｆ（ｔ）のヒルバート変換（但しｇ（’Ｊ＝ｆ（
ｔ）＋１−−Ｈ））を得るために使用したディジタルフ
ィルタの周波数間隔ＣＯ，ｆ６）における理想的な振幅
−周波数特性１０を示す。第５Ｂ図はｆ（ｔ）十コｇ（
ｔ）信号の理想的な特性を示す。理想的なヒルバート・
フィルタは長さが無限であるか、実際に使用されるヒル
バート・フィルタは制限された遅延回路を有する非巡回
ＦＩＲフィルタである。
）即ちｆ（ｔ）のヒルバート変換（但しｇ（’Ｊ＝ｆ（
ｔ）＋１−−Ｈ））を得るために使用したディジタルフ
ィルタの周波数間隔ＣＯ，ｆ６）における理想的な振幅
−周波数特性１０を示す。第５Ｂ図はｆ（ｔ）十コｇ（
ｔ）信号の理想的な特性を示す。理想的なヒルバート・
フィルタは長さが無限であるか、実際に使用されるヒル
バート・フィルタは制限された遅延回路を有する非巡回
ＦＩＲフィルタである。
かかる場合にはフィルタの振幅−周波数特性は第５Ｃ図
において数字１２で示したようになる。２つの周波数間
隔（０，７ｆ８Ｊ及び〔丁ｆ８・ｆ８〕においてはリッ
プルはフィルタにおいて使用される遅延回路の長さに等
しく、使用される遅延回路の長さに依存する。従ってｆ
ｔｔ）＋ｊｇ（をン信号に対する特性は第５Ｄ図に数字
１８で示したようになる。通過帯域及び阻止帯域におけ
るリップルは同じである。リップルが大きくなる程、ｆ
（ｔ）信号及びｇ（ｔ）信号相互のＷ受性か低下する。
において数字１２で示したようになる。２つの周波数間
隔（０，７ｆ８Ｊ及び〔丁ｆ８・ｆ８〕においてはリッ
プルはフィルタにおいて使用される遅延回路の長さに等
しく、使用される遅延回路の長さに依存する。従ってｆ
ｔｔ）＋ｊｇ（をン信号に対する特性は第５Ｄ図に数字
１８で示したようになる。通過帯域及び阻止帯域におけ
るリップルは同じである。リップルが大きくなる程、ｆ
（ｔ）信号及びｇ（ｔ）信号相互のＷ受性か低下する。
ｆ（ｔ）及びｇｌｔ）の一層良好な直交性は直交パルス
レスポンスを有する２個のフィルタを使用することによ
って得ることができる。第５Ｅ図はこれらフィルタの伽
幅−周波数特性１４及び１５を示す。これらのフィルタ
も非巡回ＦＩＲフイルりで構成されるから、これらのフ
ィルタも遅延回路の長さに依存するリップルを呈するが
、リンプルは周波数値７ｆ８及びτｆ６の周りで互に著
しく適合させられて、ｆｔｔ）＋ｊｇ（ｔ）信号の特性
が、第５Ｆ菌において数字１６で示した如く、実際上リ
ップルを言まない阻止帯域を示し、これはｆ（ｔ）及び
ｇ（ｔ）信号の間の相互直交性が著しく良好であること
を意味する。
レスポンスを有する２個のフィルタを使用することによ
って得ることができる。第５Ｅ図はこれらフィルタの伽
幅−周波数特性１４及び１５を示す。これらのフィルタ
も非巡回ＦＩＲフイルりで構成されるから、これらのフ
ィルタも遅延回路の長さに依存するリップルを呈するが
、リンプルは周波数値７ｆ８及びτｆ６の周りで互に著
しく適合させられて、ｆｔｔ）＋ｊｇ（ｔ）信号の特性
が、第５Ｆ菌において数字１６で示した如く、実際上リ
ップルを言まない阻止帯域を示し、これはｆ（ｔ）及び
ｇ（ｔ）信号の間の相互直交性が著しく良好であること
を意味する。
第６〜８図は＊発明のパルス圧縮フィルタの８つの実施
例を詳細に示し、これらの実施例では入力信号を送信パ
ルス複製信号Ｒの２個の泊交成分工Ｒ・ＱＲと相関させ
るようにする。送信パルス複製信号自体と同様に禄及び
ＱＲ酸成分１回だけの計算によって確立することができ
るので、第６図ノ実施例に示したようにパルス圧縮フィ
ルタへ別々に供給することができ、また第７及び８図の
実施例におけるように、パルス圧縮フィルタの一部を構
成する記憶装置に供給することができる。これらの実施
例では送信パルス複製信号Ｒの直交成分を得るため別個
にフィルタを必要とせず１．パルス圧縮フィルタは時間
相関回路たけで構成されている。この時間相関回路は２
個の別個の非巡回ＦＩＲフィルタで構成できるが、これ
ら２個のフィルタを合成して単一の非巡回ＦＩＲフィル
タヲ構成し、２個のフィルタの鉤作を正しいタイミング
で行わせるようにすると遥に有利である。従って第６〜
８図Ｇこ示した実施例ではパルス圧縮フィルタを単一の
非巡回ＦＩＲフィルタで構成している。
例を詳細に示し、これらの実施例では入力信号を送信パ
ルス複製信号Ｒの２個の泊交成分工Ｒ・ＱＲと相関させ
るようにする。送信パルス複製信号自体と同様に禄及び
ＱＲ酸成分１回だけの計算によって確立することができ
るので、第６図ノ実施例に示したようにパルス圧縮フィ
ルタへ別々に供給することができ、また第７及び８図の
実施例におけるように、パルス圧縮フィルタの一部を構
成する記憶装置に供給することができる。これらの実施
例では送信パルス複製信号Ｒの直交成分を得るため別個
にフィルタを必要とせず１．パルス圧縮フィルタは時間
相関回路たけで構成されている。この時間相関回路は２
個の別個の非巡回ＦＩＲフィルタで構成できるが、これ
ら２個のフィルタを合成して単一の非巡回ＦＩＲフィル
タヲ構成し、２個のフィルタの鉤作を正しいタイミング
で行わせるようにすると遥に有利である。従って第６〜
８図Ｇこ示した実施例ではパルス圧縮フィルタを単一の
非巡回ＦＩＲフィルタで構成している。
第６図のパルス圧縮フィルタはＮ個の遅延素子】７から
成る遅延回路を備えている。この遅延回路のｔ１＋１個
の各タップは対応する乗算器１８に揺起；する。各乗算
器１８にはスイッチ１９を介して成るディジタル数を供
給する。これらディジタルｌ？ｆはＩＲ酸成分値又はＱ
Ｒ酸成分値を示すＯスイッチ１９はＭ延回路を介して信
号がシフトされるシフト周波Ｖ・、即ちレーダ又はソー
ナ送受信装置のパルス繰返し周波数の２゛倍の周波数で
作動させる。このようにするのは、遅延素子のタップに
おけるすべての信号に、ＩＲ酸成分値を示すディジタル
数系列と、ＱＲ酸成分値を示すディジタル数系列との両
方を乗算するためである。かかる即様において２つの一
連の積の値が１個の遅延素子１７の遅延時間に対応する
時間即ちシフト周期において発生ずる。加算器２０は２
つの一連の積の値から２つの和の値を発生する。２分の
１シフト周期及び１シフト周期後に発生する各相の値は
交互にレジスタ２１及び２２に供給する。これらのレジ
スタに格納された値は圧縮されたパルスの２つの直交成
分１及びＱを示す。
成る遅延回路を備えている。この遅延回路のｔ１＋１個
の各タップは対応する乗算器１８に揺起；する。各乗算
器１８にはスイッチ１９を介して成るディジタル数を供
給する。これらディジタルｌ？ｆはＩＲ酸成分値又はＱ
Ｒ酸成分値を示すＯスイッチ１９はＭ延回路を介して信
号がシフトされるシフト周波Ｖ・、即ちレーダ又はソー
ナ送受信装置のパルス繰返し周波数の２゛倍の周波数で
作動させる。このようにするのは、遅延素子のタップに
おけるすべての信号に、ＩＲ酸成分値を示すディジタル
数系列と、ＱＲ酸成分値を示すディジタル数系列との両
方を乗算するためである。かかる即様において２つの一
連の積の値が１個の遅延素子１７の遅延時間に対応する
時間即ちシフト周期において発生ずる。加算器２０は２
つの一連の積の値から２つの和の値を発生する。２分の
１シフト周期及び１シフト周期後に発生する各相の値は
交互にレジスタ２１及び２２に供給する。これらのレジ
スタに格納された値は圧縮されたパルスの２つの直交成
分１及びＱを示す。
サンプリングし、ディジタル化してパルス圧縮フィルタ
に供給すべき周波数変調信号は次式％式％） によって表わすことができ、ここで周波数及び時間の間
の関係は直線性であると仮定し、かつ先に定義した値ｆ
。及びΔｆの他にＡ。は定数であり、Ｔはパルス持続時
間である。パルスは周波数ｆｓ＝Ａ（ｋンの撮幅は次式 ％式％ ） によって表わすことができ、従って信号サンプルＡ（Ｎ
−ｋＪの珈幅は次式 ％式％ ） によって表わすことができる。これら２つの関係式から
Ｎが偶数の場合には ４Ｎ十ｋ ＡｔＮ−ｋ）＝＋（） Ａｔｋ） となる。Ｎを４で割切れるよう選定した場合にはＡＩ
Ｎ−にン ＝ （−１）ｋＡ（ｋ）となる。同様な関係
は、周波数変調が時間につき直線性でない場合にも得ら
れるか、かかる場合には直線性力）らのずれを周波数ｆ
。に対し歪対称にする必安かある。後者の関係式は、第
６図に示したパルス汗縮フィルタの実施例を簡単化して
第７図に示した実施例を構成できることを示している。
に供給すべき周波数変調信号は次式％式％） によって表わすことができ、ここで周波数及び時間の間
の関係は直線性であると仮定し、かつ先に定義した値ｆ
。及びΔｆの他にＡ。は定数であり、Ｔはパルス持続時
間である。パルスは周波数ｆｓ＝Ａ（ｋンの撮幅は次式 ％式％ ） によって表わすことができ、従って信号サンプルＡ（Ｎ
−ｋＪの珈幅は次式 ％式％ ） によって表わすことができる。これら２つの関係式から
Ｎが偶数の場合には ４Ｎ十ｋ ＡｔＮ−ｋ）＝＋（） Ａｔｋ） となる。Ｎを４で割切れるよう選定した場合にはＡＩ
Ｎ−にン ＝ （−１）ｋＡ（ｋ）となる。同様な関係
は、周波数変調が時間につき直線性でない場合にも得ら
れるか、かかる場合には直線性力）らのずれを周波数ｆ
。に対し歪対称にする必安かある。後者の関係式は、第
６図に示したパルス汗縮フィルタの実施例を簡単化して
第７図に示した実施例を構成できることを示している。
第７図の実施例はＮ個の遅延素子１７から成る遅延回路
を備えている。ｋの値と共に増大する第ｋ及びＮ−に番
目タップ（但しに＝０．１．２．・・・・。
を備えている。ｋの値と共に増大する第ｋ及びＮ−に番
目タップ（但しに＝０．１．２．・・・・。
−Ｎ −１）はそれぞれ加′ｎ器２３及び減算器２４の
入力端子に交互に接続する。加算器２８及び減算器２４
の出力端子は中ｎ器２５に接続する。第ＴＮ番目タンプ
は対応する乗算器に面接接続する。加算器及び減算器の
出力信号と乗算すべき工Ｒ及びＱＲを形成するディジタ
ル数は既に乗算器に永久的に組込まわているか、又は乗
算器がこれらディジタル数を格納する記憶装置を伽えて
いる。灸って乗算器の個数が実際には第６図の実施例に
おける個数に対し半分になる。第７図の実施例の動作は
第６図の実施例と同じである。
入力端子に交互に接続する。加算器２８及び減算器２４
の出力端子は中ｎ器２５に接続する。第ＴＮ番目タンプ
は対応する乗算器に面接接続する。加算器及び減算器の
出力信号と乗算すべき工Ｒ及びＱＲを形成するディジタ
ル数は既に乗算器に永久的に組込まわているか、又は乗
算器がこれらディジタル数を格納する記憶装置を伽えて
いる。灸って乗算器の個数が実際には第６図の実施例に
おける個数に対し半分になる。第７図の実施例の動作は
第６図の実施例と同じである。
第８図の実施例では一層の簡単化が達成される。
本例では遅延回路を、遅延素子２６及び２７を苫む２個
の同時作動部で構成する。各作動ｆｆ１Ｓにおける遅延
素子のイ因数は、Ｎとなる。分割回路２８により、加算
された信号サンプル列を、シフトずべき２つの並列な信
号サンプル列即ち信号サンプル列Ａ。、Ａ２．Ａ、、・
・・・・及び信号サンプル列Ａ、、Ａ、。
の同時作動部で構成する。各作動ｆｆ１Ｓにおける遅延
素子のイ因数は、Ｎとなる。分割回路２８により、加算
された信号サンプル列を、シフトずべき２つの並列な信
号サンプル列即ち信号サンプル列Ａ。、Ａ２．Ａ、、・
・・・・及び信号サンプル列Ａ、、Ａ、。
Ａ５・・・・・・（但しＡ（Ｎ−ｋ）＝（−１）ｋＡ（
ｋ）に分割する。このように２つの別個の信号サンプル
列に分割することにより、第７図の実施例とは異なって
、２個の遅延回路部のタップから加算器２９だけに信号
を供給することが用能となる。これにより第−Ｎ番目及
び第（−Ｎ＋１）番目のＭ延素子の４ ４ 間にインバータ回路８０を挿入することが必装になるこ
とは事実である。また信号サンプル列を２・つの別個の
信号−リーンプル列に分割することにより、ｌ及びＱ成
分が得られ、る周波数を２分の１＆こすることかできる
。本実施例の動作は第６及び７図の実施例と同じである
。
ｋ）に分割する。このように２つの別個の信号サンプル
列に分割することにより、第７図の実施例とは異なって
、２個の遅延回路部のタップから加算器２９だけに信号
を供給することが用能となる。これにより第−Ｎ番目及
び第（−Ｎ＋１）番目のＭ延素子の４ ４ 間にインバータ回路８０を挿入することが必装になるこ
とは事実である。また信号サンプル列を２・つの別個の
信号−リーンプル列に分割することにより、ｌ及びＱ成
分が得られ、る周波数を２分の１＆こすることかできる
。本実施例の動作は第６及び７図の実施例と同じである
。
第１図はディジタル・パルス圧縮フィルタラ有するレー
ダ受信装置の要部を示すブロック図、第２図は中間周波
％変換後にサンプリングされた周波数変調エコー信号の
周波数特性を示す図、第８図及び第４図は不発明による
ディジタル・パルス圧縮フィルタの二例の概要を示すブ
ロック図、 第５Ａ〜５Ｆ図は第８及び４図の作動説明図、第６〜８
図は本発明のディジタル・パルス圧縮フィルタの３つの
実施例を示すブロック図である。 ｌ・・中間周波増幅器 ２・・・帯域通過フィルタ８・
・・ザンブリング回路 ４．・・ アナログ・ディジタ
ル・コンバータ５・・・ディジタル・パルス圧縮フィル
タ６・・・ヒルバート・フィルタ ７・・・時間相ＩＥ
回路８．９・・・非巡回ＦＩＲフィルタ １７・・・遅延素子 １８・・・乗ＩＰ、器１９・・・
スイッチ ２０・・・加算器２１、２２・・・レジスタ
２８・・・加算器２４・・・減算器 ２５・・・乗算
器 ２６、２７・・・遅延素子 ２８・・・分割回路２９・
・・７１１１算Ｄ ８０・・・インバータ回路特ＷＦ
出１ｉＵ（人 ホランドセ・シグナールアバラーテン・
ヒー・べ− 手 続 補 正 書（方式） 昭和６０年４月２３日 特許庁長官 志 賀 学 殿 ｌ、事件の表示 昭和５９年特許願第２５５８１８号 ２、発明の名称 ディジタル・パルス圧縮フィルタ ３、補正をする者 事件との関係 特許出願人 名 称 ホランドセ・シグナールアバラーテン・ビー・
べ一 ４代理人
ダ受信装置の要部を示すブロック図、第２図は中間周波
％変換後にサンプリングされた周波数変調エコー信号の
周波数特性を示す図、第８図及び第４図は不発明による
ディジタル・パルス圧縮フィルタの二例の概要を示すブ
ロック図、 第５Ａ〜５Ｆ図は第８及び４図の作動説明図、第６〜８
図は本発明のディジタル・パルス圧縮フィルタの３つの
実施例を示すブロック図である。 ｌ・・中間周波増幅器 ２・・・帯域通過フィルタ８・
・・ザンブリング回路 ４．・・ アナログ・ディジタ
ル・コンバータ５・・・ディジタル・パルス圧縮フィル
タ６・・・ヒルバート・フィルタ ７・・・時間相ＩＥ
回路８．９・・・非巡回ＦＩＲフィルタ １７・・・遅延素子 １８・・・乗ＩＰ、器１９・・・
スイッチ ２０・・・加算器２１、２２・・・レジスタ
２８・・・加算器２４・・・減算器 ２５・・・乗算
器 ２６、２７・・・遅延素子 ２８・・・分割回路２９・
・・７１１１算Ｄ ８０・・・インバータ回路特ＷＦ
出１ｉＵ（人 ホランドセ・シグナールアバラーテン・
ヒー・べ− 手 続 補 正 書（方式） 昭和６０年４月２３日 特許庁長官 志 賀 学 殿 ｌ、事件の表示 昭和５９年特許願第２５５８１８号 ２、発明の名称 ディジタル・パルス圧縮フィルタ ３、補正をする者 事件との関係 特許出願人 名 称 ホランドセ・シグナールアバラーテン・ビー・
べ一 ４代理人
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 周波数変調送信パルスを発生し送信し、エコー信号
を受信し、エコー信号をサンプリングされディジタル化
された信号に変換するよつ構成配置したレーダ又はソー
ナ送受信装置用のディジタル・パルス汗、縮フィルタに
おいて、サンプリング周波数１ ｆｓ）を、サンプリン
グされディジタル化された信号の中心周波数１ｆｏ）の
約４倍に等しくし、力）つサンプリングされディジタル
化きれた信号の帯域幅（Δｆ）の約２倍より大きくし、
ディジタル・パルス圧縮フィルタ（５）７５１ンプリン
グぎれディジタル化された信号と、送信パルスの複製を
示す送信パルス複製信号とを供給される時間相関回路（
７）を備え、時間相関回路（７）に供給されたこれら２
つの形式の信号の一方の形式の信号を、時間相関回路（
７）に供給された他方の形式の信号の直交成分と相関さ
せて圧縮パルスの直交成分を得るよう構成したことを特
徴とするディジタル・パルス圧縮フィルタ。 ａ ヒルバート・フィルタ（６）を設けてサンプリング
されディジタル化された信号の直交成分をめ、前記直交
成分を送信パルス複製信号と比較する特Ｗ！ｆ請求の範
囲第１項記載のディジタル・パルス圧縮フィルタ。 ＆直交パルス・レスポンスをＷするｚ個のフィルタ（８
，９）を設けてサンプリングきれディジタル化された信
号の直交成分をめ、前記直交成分を送信パルス複製イぽ
号と相関させる特許請求の範囲第１項記載のディジタル
・パルス圧縮フィルタ。 １ 時間相関回路（７）を２個の非巡回ＦＩＲフィルタ
で構成し、これら非巡回ＦＩＲフィルタの各々がサンプ
リングされディジタル化された信号を供給され、かつサ
ンプリングされディジタル化された信号を送信パルス複
製信号の２つの直交成分の一方と相関させる特許請求の
範囲第１項記載のディジタル・パルス圧縮フィルタ。 ５ 時間相関回路（７）を構成する前記２個のフィルタ
を合体して単一の非巡回ＦＩＲフィルタを構成する特許
請求の範囲第４項記載のディジタル・パルス圧縮フィル
タ。 ６、 前記単一の非巡回ＦＩＲフィルタの一部を構成す
る遅延回路がＮ個の遅延素子（１７）から成る特許請求
の範囲第５項記載のディジタル・パルス圧縮フィルタに
おいて、Ｊｉ回路のＮ＋１個のタップをそれぞれ対応す
る乗算器（１８）に結合して、遅延回路に供給された信
号に、送信パルス複製信号の一方の成分によって決まる
値及び送信パルス複製信号の他方の成分によって決まる
値を交互に乗算させて、乗Ｂ、器の加算された出力信号
が圧縮パルスの直交成分の一方を交互に示すようにする
特許請求の範囲第５項記載のディジタル・パルス圧縮フ
ィルタ。 ７、 ３（の値と共に増大する第ｋ及びＮ−に番目タッ
プ（但しに−０，１，２，・・・・・、−Ｎ）を加算器
（２８）及び減算器（２４）の入力端子に交互に接続し
、加算器（２ａ）及び減算器（２４）の出力端子を対応
する乗算器（２５）の入力端子に接続する一方、第７Ｎ
番目タップを対応する乗算器（２５）ｋ：直接従続する
特許請求の範囲第６項記載のディジタル・パルス圧縮フ
ィルタ。 ８、 遅延回路を２個の同時作動部で構成し、その第１
及び第２同時作動部の両方を−Ｎ個の遅延素子で構成し
、第２同時作動部が第−Ｎ番目及び第（−Ｎ＋１）＠目
遅延素子の間にインバータ回路（８０）を備え、第１及
び第２同時作動部の第に番目及び第−Ｎ−に番目ｐツブ
（但り、に＝ ０ 、１ 、２．−・甲、、Ｎ−１）を
加算器２９の入力端子に接続し、加算器（２９）の出力
端子を対応する乗算器（２５）の入力端子にそれぞれ接
続する一方、第１同時作動部の第、Ｎ番目タップを対応
する乗算器（２５）に面接接続する特許請求の範囲第６
項記載のディジタル・パルス圧縮フィルタ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL8304210 | 1983-12-07 | ||
| NL8304210A NL8304210A (nl) | 1983-12-07 | 1983-12-07 | Digitaal impulscompressiefilter. |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60200185A true JPS60200185A (ja) | 1985-10-09 |
| JPH0346077B2 JPH0346077B2 (ja) | 1991-07-15 |
Family
ID=19842844
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59255818A Granted JPS60200185A (ja) | 1983-12-07 | 1984-12-05 | デイジタル・パルス圧縮フイルタ |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4673941A (ja) |
| EP (1) | EP0145056B1 (ja) |
| JP (1) | JPS60200185A (ja) |
| CA (1) | CA1208307A (ja) |
| DE (1) | DE3476923D1 (ja) |
| NL (1) | NL8304210A (ja) |
Families Citing this family (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2714481B1 (fr) * | 1985-01-08 | 1996-02-23 | Thomson Csf | Procédé de démodulation amplitude phase d'un signal de réception radar et dispositif permettant de mettre en Óoeuvre un tel procédé. |
| US4768156A (en) * | 1986-05-06 | 1988-08-30 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Imaging system |
| EP0472024A3 (en) * | 1990-08-24 | 1992-08-19 | Siemens Aktiengesellschaft | Pulse radar system |
| FR2691812B1 (fr) * | 1992-05-29 | 1994-09-02 | Geophysique Cie Gle | Procédé de traitement de signaux pour prospection géophysique exploitant un opérateur d'extrapolation d'un champ d'onde perfectionné. |
| GB9927462D0 (en) * | 1999-11-22 | 2000-01-19 | Systems Engineering & Assessme | Signal processing apparatus |
| US7443337B2 (en) * | 2006-09-25 | 2008-10-28 | Aai Corporation | Synthesizing arbitrary waveforms using convolution processors |
| CN101776747B (zh) * | 2010-01-15 | 2012-07-18 | 山东大学 | 基于自适应重采样的雷达信号压缩方法 |
| US9363068B2 (en) | 2010-08-03 | 2016-06-07 | Intel Corporation | Vector processor having instruction set with sliding window non-linear convolutional function |
| US9280315B2 (en) * | 2011-10-27 | 2016-03-08 | Intel Corporation | Vector processor having instruction set with vector convolution function for fir filtering |
| RU2012102842A (ru) | 2012-01-27 | 2013-08-10 | ЭлЭсАй Корпорейшн | Инкрементное обнаружение преамбулы |
| PL222895B1 (pl) * | 2013-02-07 | 2016-09-30 | Bumar Elektronika Spółka Akcyjna | Sposób i układ kompresji sygnału radarowego |
| US9507017B2 (en) * | 2013-03-15 | 2016-11-29 | Src, Inc. | Simultaneous multi-frequency signal processing method |
| US9923595B2 (en) | 2013-04-17 | 2018-03-20 | Intel Corporation | Digital predistortion for dual-band power amplifiers |
| US10677901B2 (en) * | 2016-04-08 | 2020-06-09 | Samsung Medison Co., Ltd. | Ultrasound diagnosis apparatus and method of operating the ultrasound diagnosis apparatus |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3156914A (en) * | 1960-04-29 | 1964-11-10 | Raytheon Co | Transmission and reception of radar signals |
| FR1287403A (fr) * | 1960-12-30 | 1962-03-16 | Snecma | Dispositif d'élaboration et d'exploitation de signaux et son application aux radarsà grande portée |
| DE1247421B (de) * | 1964-10-17 | 1967-08-17 | Telefunken Patent | Verfahren zur Impulskompression von Radarimpulsen und Anordnung zur Durchfuehrung des Verfahrens |
| US4028700A (en) * | 1972-11-16 | 1977-06-07 | Raytheon Company | Pulse compression radar and method of operating such a radar |
| FR2374651A1 (fr) * | 1976-12-16 | 1978-07-13 | Labo Cent Telecommunicat | Dispositif d'elimination des lobes secondaires d'auto-correlation d'un signal continu periodique code en phase |
| SE426010B (sv) * | 1981-03-20 | 1982-12-06 | Bert Persson | Sett for bekempning av skadeinsekter |
| US4416016A (en) * | 1981-06-11 | 1983-11-15 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Differential phase shift keyed receiver |
| US4566010A (en) * | 1982-04-28 | 1986-01-21 | Raytheon Company | Processing arrangement for pulse compression radar |
| US4591857A (en) * | 1983-07-11 | 1986-05-27 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | Programmable LFM signal processor |
-
1983
- 1983-12-07 NL NL8304210A patent/NL8304210A/nl not_active Application Discontinuation
-
1984
- 1984-11-08 DE DE8484201607T patent/DE3476923D1/de not_active Expired
- 1984-11-08 EP EP84201607A patent/EP0145056B1/en not_active Expired
- 1984-11-19 US US06/672,517 patent/US4673941A/en not_active Expired - Fee Related
- 1984-11-20 CA CA000468210A patent/CA1208307A/en not_active Expired
- 1984-12-05 JP JP59255818A patent/JPS60200185A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| NL8304210A (nl) | 1985-07-01 |
| EP0145056B1 (en) | 1989-03-01 |
| US4673941A (en) | 1987-06-16 |
| EP0145056A3 (en) | 1985-07-24 |
| DE3476923D1 (en) | 1989-04-06 |
| EP0145056A2 (en) | 1985-06-19 |
| CA1208307A (en) | 1986-07-22 |
| JPH0346077B2 (ja) | 1991-07-15 |
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