PL222895B1

PL222895B1 - Sposób i układ kompresji sygnału radarowego

Info

Publication number: PL222895B1
Application number: PL402704A
Authority: PL
Inventors: Aleksander Łabudziński; Mariusz Zych
Original assignee: Bumar Elektronika Spółka Akcyjna
Priority date: 2013-02-07
Filing date: 2013-02-07
Publication date: 2016-09-30
Also published as: WO2014123433A1; PL402704A1

Description

Opis wynalazku

Przedmiotem wynalazku jest sposób i układ kompresji sygnału radarowego, znajdujący zastosowanie w urządzeniach radarowych, w szczególności w tych, w których generuje się i przetwarza szerokopasmowe impulsy o stałej amplitudzie z liniową lub nieliniową wewnątrzimpulsową modulacją częstotliwości.

Znany jest sposób, który pozwala osiągnąć pożądane właściwości korelacyjne radarowej funkcji nieoznaczoności w urządzeniach wykorzystujących sygnały impulsowe, gdzie generowane impulsy muszą być modulowane po stronie nadawczej i poddane kompresji w dziedzinie czasu po stronie o dbiorczej. Zwykle wykorzystuje się modulację kąta, co gwarantuje dobre wykorzystanie właściwości energetycznych układów nadawczych. Ponadto impulsowy sygnał radiolokacyjny składa się w szczególności z szeregu subimpulsów o różnych częstotliwościach nośnych zapewniających separację subimpulsów. W celu otrzymania dolnopasmowej reprezentacji sygnału powszechnie stosowane są układy demodulacji kwadraturowej, na wyjściach których otrzymywane są składowe synfazowa i kwadraturowa. W efekcie sygnał reprezentowany jest w przestrzeni zespolonej. Tak wyznaczona zespolona, dolnopasmowa reprezentacja sygnału podlega filtracji optymalnej maksymalizującej stosunek mocy sygnału do mocy szumu i zakłóceń na wyjściu filtra dopasowanego.

Z opisu patentowego numer PL 211 553 znany jest sposób filtracji dopasowanej charakteryzujący się tym, że sygnał echa radiolokacyjnego, który jest przeniesiony do pasma podstawowego na częstotliwości pośredniej poddawany jest konwersji analogowo-cyfrowej z nierównomiernym okresem próbkowania w przetworniku analogowo-cyfrowym, przy czym kolejne próbki pobiera się w chwilach, w których faza sygnału sondującego wzrasta o π radianów, a następnie sumuje się je w zespole N akumulatorów. Układ do filtracji dopasowanej według wynalazku wyróżnia się tym, że zawiera przetwornik analogowo-cyfrowy połączony z wejściem zespołu N akumulatorów. Wyjścia każdego z N akumulatorów dołączone są do demultipleksera, którego wyjście stanowi odpowiedź filtru dopasowanego.

Znany jest układ kompresji sygnału radiolokacyjnego opisany w publikacji pt. „Radar handbook. Second edition” autorstwa M. Skolnika i wydanej przez wydawnictwo McGraw-Hill Inc., w 1990 r., w której opisano tor odbiorczy radaru, w skład którego wchodzą konwerter analogowo-cyfrowy, demodulator kwadraturowy, filtr dolnoprzepustowy oraz zestaw czterech filtrów dopasowanych realizujących kompresję sygnału. Konwerter analogowo-cyfrowy służy do przedstawienia analogowego sygnału w postaci cyfrowej. Sygnały wyjściowe kwadraturowego demodulatora, realizującego dolnopasmową reprezentację sygnału, są poddawane filtracji dolnoprzepustowej usuwającej niepożądane produkty przemiany częstotliwościowej. Filtracja dopasowana jest realizowana jako splot zespolonych sygnałów echa i wzorca. Wymaga to obliczenia czterech rzeczywistych splotów składowych sygnałów i dwóch operacji sumowania.

Celem wynalazku jest stworzenie sposobu i układu realizującego kompresję sygnału radarowego charakteryzującego się zmniejszoną liczbą operacji obliczeniowych w dziedzinie cyfrowego przetwarzania sygnałów oraz uproszczoną konstrukcją, w której liczba układów funkcjonalnych wchodzących w skład układu kompresji sygnału w odniesieniu do stanu techniki będzie mniejsza.

Sposób kompresji sygnału radarowego składającego się z N subimpulsów o różnych częstotliwościach nośnych i odseparowanych od siebie w dziedzinie częstotliwości charakteryzuje się tym, że złożony sygnał radarowy wytwarzany w generatorze wzorcowego złożonego sygnału radarowego poddawany jest konwersji w przetworniku analogowo-cyfrowej z próbkowaniem równomiernym i wymnażany jest w układzie mnożącym ze stablicowanymi próbkami sygnału opisanego funkcją okna czasowego, korzystnie oknem Hamminga. Wynik mnożenia poddawany jest filtracji w filtrze Hilberta. Składowa urojona wzorcowego sygnału analitycznego z filtra Hilberta jest negowana w negatorze i przesyłana do pierwszego demultipleksera. Składowa rzeczywista wzorcowego sygnału analitycznego z wyjścia filtra Hilberta przesyłana jest bezpośrednio do drugiego demultipleksera. Obydwa demultipleksery sterowane są sygnałem wyboru subimpulsu w strukturze złożonego sygnału radarowego. Składowe rzeczywiste i urojone wzorcowego sygnału analitycznego zapisywane są w bloku pamięci nieulotnej z zachowaniem podziału na składowe rzeczywiste i składowe urojone dla każdego subimpulsu złożonego sygnału radarowego. Następnie realizowana jest filtracja w banku filtrów dopasowanych poprzez wymnażanie w oddzielnych układach mnożących próbek sygnału echa radarowego z próbkami części rzeczywistej i części urojonej analitycznego sygnału wzorcowego dla każdego z N subimpulsów sygnału echa oddzielnie. Sygnały wyjściowe w N torach przetwarzania stanowią część rzeczywistą i część urojoną sygnału po kompresji dla N subimpulsów sygnału echa.

PL 222 895 B1

Sposób charakteryzuje się tym, że filtracja dopasowana sygnału radarowego może być realizowana zarówno w dziedzinie czasu jak i w dziedzinie częstotliwości.

Układ kompresji sygnału radarowego, który ma przetwornik analogowo-cyfrowy, układ negacji, filtr Hilberta, układ mnożenia sygnałów, blok pamięci, układ demultipleksowania sygnałów w czasie, bank filtrów dopasowanych charakteryzuje się tym, że licznik adresowy, w którym generator sygnału radiolokacyjnego synchronizowany za pomocą impulsu wyzwalającego i sterowany sygnałem wyboru subimpulsu posiada wyjście sprzężone z wejściem pierwszego przetwornika analogowo-cyfrowego. Generator wzorcowego złożonego sygnału radarowego posiada wyjście sprzężone z wejściem pierwszego przetwornika analogowo-cyfrowego, którego wyjście połączone jest z pierwszym wejściem układu mnożenia sygnałów, którego drugie wejście jest połączone z wyjściem pierwszego bloku pamięci nieulotnej. Wejście pamięci nieulotnej połączone jest z wyjściem licznika adresowego, przy czym pierwsze wejście licznika adresowego połączone jest z sygnałem zegarowym, a drugie wejście połączone jest z sygnałem wyzwalającym. Wyjście układu mnożenia sygnałów sprzężone jest z wejściem filtru Hilberta, którego pierwsze wyjście jest połączone z wejściem układu negacji. Wyjście układu negacji połączone jest z wejściem pierwszego demultipleksera, którego wejście sterujące połączone jest z sygnałem wyboru subimpulsu. Drugie wyjście filtru Hilberta połączone jest z wejściem drugiego demultipleksera, którego wejście sterujące połączone jest z sygnałem wyboru subimpulsu. Wszystkie wyjścia pierwszego demultipleksera sprzężone są z komórkami pamięci bloku pamięci nieulotnej przechowującymi wartości urojonej składowej analitycznego sygnału dopasowanego. Wszystkie wyjścia drugiego demultipleksera połączone są z komórkami pamięci bloku pamięci nieulotnej przechowującymi wartości rzeczywistej składowej analitycznego sygnału dopasowanego. Sygnał radarowy pośredniej częstotliwości sprzężony jest z wejściem przetwornika analogowo-cyfrowego, którego wyjście połączone jest z bankiem filtrów dopasowanych, przy czym drugie wejścia każdego z filtrów ba nku filtrów dopasowanych połączone są z wyjściami drugiego bloku pamięci nieulotnej. Wejście drugiego bloku pamięci nieulotnej połączone jest z wyjściem drugiego licznika adresowego, gdzie te same sygnały sterujące doprowadza się do wejścia sterującego pierwszego licznika adresowego oraz do wejścia sterującego drugiego licznika adresowego. Wyjścia każdego z filtrów banku filtrów dopasowanych stanowią składową rzeczywistą i urojoną zespolonego sygnału radarowego po kompresji.

Korzystnym jest, że sposób i układ według wynalazku charakteryzuje się tym, że wykorzystując właściwości przestrzeni Hilberta uzyskuje się znaczne zmniejszenie nakładów obliczeniowych związanych z przetwarzaniem sygnału do optymalnej postaci dolnopasmowej według kryterium maksymalizacji stosunku mocy sygnału do mocy szumu na wyjściu filtra kompresji.

Zastosowanie wynalazku redukuje liczbę układów wchodzących w skład układu kompresji sygnału w odniesieniu do stanu techniki. W odróżnieniu od znanych sposobów obróbki sygnału eliminowane są demodulatory kwadraturowe, filtry dolnopasmowe oraz sumatory splotów cząstkowych.

Korzystnym jest, że sposób i układ według wynalazku charakteryzuje się tym, że filtracja dopasowana sprowadza się do obliczenia dwóch splotów liniowych sygnału rzeczywistego z wzorcem hilbertowskim. Dotychczas stosowane metody filtracji dopasowanej polegają na obliczeniu czterech splotów cząstkowych składowych rzeczywistych i urojonych sygnałów echa i wzorca oraz wykonania dwóch operacji sumowania.

Przedmiot wynalazku jest przedstawiony w przykładzie wykonania na rysunku, na którym fig. 1 przedstawia schemat blokowy układu przetwarzania złożonego sygnału radarowego składającego się w ogólności z N subimpulsów, w którym zastosowano sposób filtracji dopasowanej sygnału radarowego w dziedzinie czasu; fig. 2 przedstawia układ filtracji dopasowanej; fig. 3 przedstawia widmo częstotliwościowe rzeczywistego sygnału radiolokacyjnego złożonego z dwóch subimpulsów z liniową modulacją częstotliwości, fig. 4 przedstawia widmo analitycznego sygnału dopasowanego do pierwszego subimpulsu, zmodulowanego funkcją okna czasowego Hamminga, fig. 5 przedstawia widmo analitycznego sygnału dopasowanego do drugiego subimpulsu, zmodulowanego funkcją okna czasowego Hamminga, fig. 6 przedstawia splot sygnału pierwszego subimpulsu ze składową rzeczywistą analitycznego sygnału dopasowanego w skali liniowej, fig. 7 przedstawia splot sygnału pierwszego subimpulsu ze składową urojoną analitycznego sygnału dopasowanego w skali liniowej, fig. 8 przedstawia splot sygnału pierwszego subimpulsu ze składową rzeczywistą analitycznego sygnału dopasowanego w skali logarytmicznej, fig. 9 przedstawia splot sygnału pierwszego subimpulsu ze składową urojoną analitycznego sygnału dopasowanego w skali logarytmicznej, fig. 10 przedstawia logarytmiczny wykres sygnału wyjściowego filtru dopasowanego otrzymanego metodą znaną w stanie techniki obliczania czterech splotów cząstkowych i dwóch sumowań zespolonego sygnału radarowego z sygnałem

PL 222 895 B1 dopasowanym, fig. 11 przedstawia logarytmiczny wykres sygnału wyjściowego filtru dopasowanego do pierwszego subimpulsu, uwzględniającego modyfikację według wynalazku wykorzystującą korzystne właściwości sygnałów reprezentowanych w przestrzeni Hilberta, otrzymanych w wyniku obliczania dwóch splotów cząstkowych.

Sposób według wynalazku w przykładzie realizacji obejmuje etap, w którym generator wzorcowych złożonych sygnałów radarowych RSG, posiadający co najmniej dwa wejścia sterujące wyboru subimpulsu NS i sygnału wyzwalającego PR1, generuje złożony z dwóch subimpulsów sygnałów radarowych pośredniej częstotliwości. Subimpulsy wchodzące w skład złożonego sygnału radarowego mają czasem trwania 120 ps i dewiacje częstotliwości 4 MHz. Częstotliwość pośrednia pierwszego subimpulsu wynosi 63 MHz, a częstotliwość pośrednia drugiego subimpulsu wynosi 77 MHz. W kolejnym etapie złożony sygnał radarowy zostaje poddany konwersji analogowo-cyfrowej w pierwszym konwerterze ADC1 z wykorzystaniem pasmowo-przepustowego sposobu próbkowania z częstotliwością próbkowania f_s równą 100 MHz. W efekcie, widma sygnałów subimpulsów są przesunięte, a częstotliwości nośne subimpulsów wynoszą 23 MHz (f_s - 77 MHz) oraz 37 MHz (f_s - 63 MHz). W kolejnym etapie dyskretny, złożony sygnał radarowy pośredniej częstotliwości jest wymnażany w układzie mnożenia sygnałów przez sygnał okna czasowego. Współczynniki funkcji okna czasowego Hamminga zapisane są w pierwszym bloku pamięci nieulotnej. Ponadto odczyt współczynników okna czasowego Hamminga z pierwszego bloku pamięci sterowany jest pierwszym licznikiem adresowym L1 synchronizowanym sygnałem zegarowym CLK i sygnałem wyzwalania PR1. Następnie sygnał zmodulowany w kolejnym etapie poddawany jest filtracji w filtrze Hilberta HILB, z tym, że wyjście filtru HILB odpowiadające urojonej składowej sygnału analitycznego jest negowane. Widmo częstotliwości sygnału analitycznego pierwszego subimpulsu pokazuje fig. 4. Widmo częstotliwości sygnału analitycznego drugiego subimpulsu pokazuje fig. 5. Sygnały wyjściowe demultiplekserów DMUX1 i DMUX2 sterowanych sygnałem wyboru subimpulsu NS zostają w kolejnym etapie zapamiętane w komórkach pamięci ROM_1R i ROM-ιι oraz ROM_2R i ROM₂| w drugim bloku pamięci nieulotnej sterowanym drugim licznikiem adresowym L2. Sygnały te stanowią analityczne, zmodulowane funkcją okna czasowego, sygnały dopasowane h_1R, h_1l i h_2R, h_2l do wygenerowanego w etapie pierwszym wzorcowego złożonego sygnału radarowego. Następnie w złożony sygnał echa radarowego pośredniej częstotliwości A_SYG podlega konwersji analogowo-cyfrowej w drugim przetworniku ADC2 z wykorzystaniem pasmowo-przepustowego sposobu próbkowania z częstotliwością próbkowania f_s równą 100 MHz. Złożony sygnał echa radarowego składa się z dwóch subimpulsów (N=2) z liniową modulacją częstotliwości o czasie trwania 120 ps i dewiacji częstotliwości 4 MHz dla częstotliwości nośnych równych 77 MHz oraz 63 MHz. W efekcie, widma subimpulsów zostają przesunięte co pokazano na fig. 3 i fig. 4, a częstotliwości nośne subimpulsów wynoszą odpowiednio 23 MHz i (f_s - 77 MHz) oraz 37 MHz (f_s - 63 MHz). Przedstawione parametry natomiast nie ograniczają w żaden sposób możliwości wykorzystania wynalazku w przypadku innej liczby subimpulsów, innych rodzajów modulacji w tym metod modulacji nieliniowych, czy dla innych częstotliwości nośnych. W kolejnym etapie wyznaczana jest filtracja dopasowana wykorzystująca korzystne właściwości sygnału reprezentowanego w przestrzeni Hilberta, otrzymanego w wyniku obliczania dwóch splotów cząstkowych dla każdego z dwóch subimpulsów. Wykresy splotów cząstkowych RE[Y₁] i IM[Y₁] filtru dopasowanego do pierwszego subimpulsu w skali liniowej przedstawia fig. 8, a w skali logarytmicznej na fig. 9. Wykres modułu sygnału wyjściowego tak realizowanego filtru dopasowanego przedstawia fig. 10. Metoda filtracji dopasowanej sygnałów przetwarzanych w przestrzeni Hilberta według wynalazku polega na obliczeniu dwóch splotów cząstkowych części rzeczywistej sygnału z analitycznym sygnałem wzorcowym. Wykres modułu sygnału wyjściowego filtru dopasowanego do pierwszego subimpulsu zrealizowanego wg wynalazku przedstawiono na fig. 11. Wyniki kompresji przedstawione na fig. 10 i fig. 11 są identyczne. W związku z powyższym realizacja filtracji dopasowanej wg wynalazku jest równoważna dotychczas stosowanym metodom. Liczba splotów cząstkowych ulega redukcji z czterech do dwóch, dodatkowo eliminowane są operacje sumowania. Ponadto realizacja filtracji dopasowanej według wynalazku umożliwia usunięcie z toru odbiorczego radaru demodulatora fazy oraz następujących po nim filtrów dolnoprzepustowych.

Układ według wynalazku w przykładzie wykonania przetwarza złożony sygnał radarowy składający się z dwóch subimpulsów (N=2). Układ zawiera generator wzorcowego złożonego sygnału radarowego 1, który synchronizowany jest za pomocą impulsu wyzwalającego PR1 i sterowany jest sygnałem wyboru subimpulsu NS. Wyjście generatora wzorcowego złożonego sygnału radarowego 1 jest połączone z wejściem przetwornika analogowo-cyfrowego 2. Sygnał poddawany jest konwersji analogowo-cyfrowej z wykorzystaniem pasmowo-przepustowego sposobu próbkowania z częstotliwością

PL 222 895 B1 próbkowania f_s. Wyjście przetwornika 2 jest sprzężone z pierwszym wejściem układu mnożenia sygnałów 3, którego drugie wejście połączone jest z wyjściem pierwszego bloku pamięci nieulotnej 5, którego wejście sterujące połączone z jest z wyjściem licznika adresowego 4, którego pierwsze wejście sterujące jest połączone z sygnałem zegarowym CLK, a drugie wejście sterujące jest sprzężone ze źródłem wyzwalania PR1, które jest również doprowadzone do bloku generatora wzorcowego złożonego sygnału radarowego RSG. Wyjście układu mnożenia sygnałów 3 połączone jest z wejściem filtru Hilberta 6, którego pierwsze wyjście połączone jest z układem negacji 7, zaś drugie wyjście połączone jest z wejściem demultipleksera 9 sterowanego sygnałem wyboru subimpulsu NS. Wyjście układu negacji 7 połączone jest z wejściem demultipleksera 8 sterowanego sygnałem wyboru subimpulsu NS. Wyjścia demultipleksera 8 w licznie uzależnionej od liczby subimpulsów |₄, I₂,...,I_N połączone są z wejściami pamięci ROMu, ROM₂|,..., ROM_N| bloku pamięci 10. Wyjścia demultipleksera 9 w licznie uzależnionej od liczby subimpulsów R₁, R₂,...,R_N połączone są z wejściami pamięci ROM_1r, ROM_2R,..., ROM_nrbloku pamięci 10. Wyjścia pamięci ROM-π, ROM_2|,..., ROM_N| oraz ROM_1r, ROM_2R,..., ROM_nr bloku pamięci 10 połączone są z wejściami N filtrów dopasowanych banku filtrów 12. Ponadto wejście sterujące bloku pamięci 10 połączone jest z wyjściem licznika adresowego 13, posiadającego pierwsze wejście sterujące połączone z sygnałem zegarowym CLK, a drugie wejście sterujące połączone z sygnałem wyzwalającym PR1. Pierwsze wejścia N filtrów dopasowanych banku filtrów 12 połączone są z wyjściem przetwornika analogowo-cyfrowego 11 wykorzystującego pasmowo-przepustowy sposób próbkowania z częstotliwością próbkowania f_s, przy czym wejście przetwornika 11 stanowi sygnał echa radarowego pośredniej częstotliwości A_SYG. W przypadku przetwarzania złożonego impulsu radarowego więcej subimpulsów (N>2), układ ulega odpowiedniej modyfikacji logicznej i elektrycznej nie ograniczając możliwości jego zastosowania według opisanego przykładu.

Claims

Zastrzeżenia patentowe

1. Sposób kompresji sygnału radarowego składającego się z N subimpulsów o różnych częst otliwościach nośnych i odseparowanych od siebie w dziedzinie częstotliwości, znamienny tym, że złożony sygnał radarowy wytwarzany w generatorze wzorcowego złożonego sygnału radarowego (1) poddawany jest konwersji w przetworniku analogowo-cyfrowym (2) z próbkowaniem równomiernym i wymnażany jest w układzie mnożącym (3) ze stablicowanymi próbkami sygnału opisanego funkcją okna wagowego, korzystnie oknem Hamminga, a wynik mnożenia poddawany jest filtracji w filtrze Hilberta (6), gdzie składowa urojona wzorcowego sygnału analitycznego z filtra Hilberta jest negowana w negatorze (7) i przesyłana do pierwszego demultipleksera (8) a składowa rzeczywista wzorcowego sygnału analitycznego z wyjścia filtra Hilberta przesyłana jest bezpośrednio do drugiego demultipleksera (9), a obydwa demultipleksery sterowane są sygnałem wyboru subimpulsu w strukturze złożonego sygnału radarowego, następnie składowe rzeczywiste i urojone wzorcowego sygnału analitycznego zapisywane są w bloku pamięci nieulotnej (10) z zachowaniem podziału na składowe rzeczywiste i składowe urojone dla każdego subimpulsu złożonego sygnału radarowego, następnie realizowana jest filtracja w banku filtrów dopasowanych (12) poprzez wymnażanie w oddzielnych układach mnożących próbek sygnału echa radarowego z próbkami części rzeczywistej i części urojonej analitycznego sygnału wzorcowego dla każdego z N subimpulsów sygnału echa oddzielnie, a sygnały wyjściowe w N torach przetwarzania stanowią część rzeczywistą i część urojoną sygnału po kompresji dla N subimpulsów sygnału echa.

2. Sposób według zastrz. 1, znamienny tym, że filtracja dopasowana sygnału radarowego może być realizowana zarówno w dziedzinie czasu jak i w dziedzinie częstotliwości.

3. Układ kompresji sygnału radarowego ma przetwornik analogowo-cyfrowy, układ negacji, filtr Hilberta, układ mnożenia sygnałów, blok pamięci, układ demultipleksowania sygnałów w czasie, bank filtrów dopasowanych, znamienny tym, że licznik adresowy, w którym generator wzorcowego sygnału radarowego (1), synchronizowany za pomocą impulsu wyzwalającego i sterowany sygnałem wyboru subimpulsu posiada wyjście sprzężone z wejściem przetwornika analogowo-cyfrowego (2) i generator wzorcowego sygnału radarowego (1 posiada wyjście sprzężone z wejściem przetwornika analogowocyfrowego (2), którego wyjście połączone jest z wejściem układu mnożenia sygnałów (3), którego drugie wejście jest połączone z wyjściem bloku pamięci nieulotnej (5), którego wejście połączone jest z wyjściem licznika adresowego (4), przy czym pierwsze wejście licznika adresowego (4) połączone jest z sygnałem zegarowym, a drugie wejście połączone jest z sygnałem wyzwalającym, ponadto wyj6

PL 222 895 B1 ście układu mnożenia sygnałów (3) połączone jest z wejściem filtru Hilberta (6), którego pierwsze wyjście jest połączone z wejściem układu negacji (7), przy czym wyjście układu negacji (7) połączone jest z wejściem demultipleksera (8), którego wejście sterujące połączone jest z sygnałem wyboru subimpulsu, zaś drugie wyjście filtru Hilberta (6) połączone jest z wejściem demultipleksera (9), którego wejście sterujące połączone jest z sygnałem wyboru subimpulsu, natomiast wszystkie wyjścia demultipleksera (8) połączone są z komórkami pamięci bloku pamięci nieulotnej (10) przechowującymi wartości składowej urojonej analitycznego sygnału dopasowanego, natomiast wszystkie wyjścia demultipleksera (9) sprzężone są z komórkami pamięci bloku pamięci nieulotnej (10) przechowującymi wartości składowej rzeczywistej analitycznego sygnału dopasowanego, ponadto sygnał radarowy na pośredniej częstotliwości sprzężony jest z wejściem przetwornika analogowo-cyfrowego (11), którego wyjście połączone jest z bankiem filtrów dopasowanych (12), przy czym drugie wejścia każdego z filtrów banku filtrów dopasowanych (12) połączone są z wyjściami bloku pamięci nieulotnej (10), którego wejście połączone jest z wyjściem licznika adresowego (13), gdzie te same sygnały sterujące doprowadza się do wejścia sterującego licznika adresowego (5), do wejścia sterującego licznika adresowego (13), z kolei wyjścia każdego z filtrów banku filtrów dopasowanych (12) stanowią składową rzeczywistą i urojoną zespolonego, skompresowanego sygnału radarowego.