JPS60191527A - 適応形復調器の自動利得制御方式 - Google Patents
適応形復調器の自動利得制御方式Info
- Publication number
- JPS60191527A JPS60191527A JP59047818A JP4781884A JPS60191527A JP S60191527 A JPS60191527 A JP S60191527A JP 59047818 A JP59047818 A JP 59047818A JP 4781884 A JP4781884 A JP 4781884A JP S60191527 A JPS60191527 A JP S60191527A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- gain
- amplifier
- circuit
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/005—Control of transmission; Equalising
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/01—Equalisers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（］）発明の技術分野
本発明はディジタル信号伝送方式において、同期検波回
路とトランスバーサル形等化器とを組み合わせた適応形
復調器に係り、特に、安定した検波レベルを得るための
自動利得制御方式に関する。
路とトランスバーサル形等化器とを組み合わせた適応形
復調器に係り、特に、安定した検波レベルを得るための
自動利得制御方式に関する。
（２） 技術の背景
ディジタル（ｉ号伝送方式では、特に１６値ＱＡＭ（直
交振幅変調）等多値の変調方式の場合、一般に伝送帯域
内の伝送歪や干渉による波形劣化の影響を受け易い。
交振幅変調）等多値の変調方式の場合、一般に伝送帯域
内の伝送歪や干渉による波形劣化の影響を受け易い。
そこで、ＩＦ（中間周波数）帯やヘースハントにおいて
波形歪を等化する７１ ｇ器か用いられている。そして
特に大きな波形歪がある場合にも、より良い復調動作を
する復調器が望まれている。
波形歪を等化する７１ ｇ器か用いられている。そして
特に大きな波形歪がある場合にも、より良い復調動作を
する復調器が望まれている。
（３）従来技術と問題点
従来、１６値ＣＡＭの復調回路に、同期検波回路とトラ
ンスバーサル形等化器とを組の合せた適応形復調器を使
用していた。
ンスバーサル形等化器とを組の合せた適応形復調器を使
用していた。
トランスバーツル形等化器は、入力信号をτ時間遅延さ
せる複数の遅延回路を直列に設け、入力点及び各遅延回
路の出力点（タップ）の信号を、それぞれ重め及び位相
を変えて合成し、各タップの重み及び位相を制御して入
力歪を等化ずろ等化層である。
せる複数の遅延回路を直列に設け、入力点及び各遅延回
路の出力点（タップ）の信号を、それぞれ重め及び位相
を変えて合成し、各タップの重み及び位相を制御して入
力歪を等化ずろ等化層である。
第１図は従来の１６値ＱＡＭの適応形１Ｕ調器のブロッ
ク構成図であり、同図において、ＩＦ％、ｘの入力信号
は、ＡＧＣ制御回路１によって利得を制御されたＡＧＣ
増幅器２により所定のレベルに増幅されて直交検波回路
３に入力される。直交検波回路３では該信号を電圧制御
発振器４の出力に同期して直交検波し、Ｉ−ｃｈ及びＱ
−ｃｈのヘ−スハンド信号を出力する。トランスバーサ
ル形等化器５は該２信号を入力し、波形歪を等化して出
路９．及びタップ係数制御回路１０−１出力する。
ク構成図であり、同図において、ＩＦ％、ｘの入力信号
は、ＡＧＣ制御回路１によって利得を制御されたＡＧＣ
増幅器２により所定のレベルに増幅されて直交検波回路
３に入力される。直交検波回路３では該信号を電圧制御
発振器４の出力に同期して直交検波し、Ｉ−ｃｈ及びＱ
−ｃｈのヘ−スハンド信号を出力する。トランスバーサ
ル形等化器５は該２信号を入力し、波形歪を等化して出
路９．及びタップ係数制御回路１０−１出力する。
識別器７及び８は、それぞれトランスバーザル形等化器
５からのＩ−ｃｈ及びＱ −ｃ Ｉ＋の信冒を瞬時識別
し、パス１．パス２の２ビットの（Ｍ ％ ＋ ’ ＆
び誤差信号を出力する。誤差信号は設定されているスレ
ソショルト電圧に対し等化層出力信℃の各レベルの誤差
極性を示す信号である。搬送波再生れぞれのパス１及び
パス２の信号を入力して、基準搬送波を出力する電圧制
御発振器４の出力の位相の誤差が最少となるように電圧
制御発振器４を制御する。タップ係数制御回路１０はｌ
−ｃ ｈ及びＱ−ｃ、ｈの識別出力（パスＩ及びパス
２）及び誤差信号を入力し、トランスバーザル形等化器
の各タップの係数を制御し、入力歪を等化すると共にト
ランスバーサル形等化器５の出力レベルを調節し、識別
器７及び８にて識別が正確に行なえるようにする。従来
はこのように、レベルの調節をＩＦ帯のＡＧＣ増幅器２
及びベースバンドのトランスバーサル形等化器５の２箇
所で行なっていた。
５からのＩ−ｃｈ及びＱ −ｃ Ｉ＋の信冒を瞬時識別
し、パス１．パス２の２ビットの（Ｍ ％ ＋ ’ ＆
び誤差信号を出力する。誤差信号は設定されているスレ
ソショルト電圧に対し等化層出力信℃の各レベルの誤差
極性を示す信号である。搬送波再生れぞれのパス１及び
パス２の信号を入力して、基準搬送波を出力する電圧制
御発振器４の出力の位相の誤差が最少となるように電圧
制御発振器４を制御する。タップ係数制御回路１０はｌ
−ｃ ｈ及びＱ−ｃ、ｈの識別出力（パスＩ及びパス
２）及び誤差信号を入力し、トランスバーザル形等化器
の各タップの係数を制御し、入力歪を等化すると共にト
ランスバーサル形等化器５の出力レベルを調節し、識別
器７及び８にて識別が正確に行なえるようにする。従来
はこのように、レベルの調節をＩＦ帯のＡＧＣ増幅器２
及びベースバンドのトランスバーサル形等化器５の２箇
所で行なっていた。
つまり同一目的を持つ回路が２つあり、ハードウェアを
小型化する為に不都合であった。また、等化不能な信号
が入力された時、トランスバーサル形等化器の制御が発
散する場合があった。
小型化する為に不都合であった。また、等化不能な信号
が入力された時、トランスバーサル形等化器の制御が発
散する場合があった。
（４）発明の目的
本発明目的は、上記の従来の欠点を１徐去し、回路規模
が小さく、また、等化不能状態においても安定したＡ、
ＧＣをかけることができる適応形復調器の自動利得制御
方式を提供することにある。
が小さく、また、等化不能状態においても安定したＡ、
ＧＣをかけることができる適応形復調器の自動利得制御
方式を提供することにある。
（５）発明の構成
上記目的は、本発明によれば、Ｉ Ｆ ’ｆｔ！’の受
信信号を同期検波し、トランスバーザル形等化器により
波形歪を等化し、識別してディジクル信号を得る適応形
復調器において、ＩＦ帯の信５を増幅する可変利得増幅
器と、ＩＦ帯の出力が所定のレベルになる様に前記可変
利得増幅器の利得を制御する第１の自動利（Ｍ制御回路
と、前記トランスバーサル形等化器の出力が所定のレベ
ルになる様に前記可変利得増幅器の利得を制御する第２
の自動利得制御回路とを設け、正常時は前記第２の「１
動利得制御回路を用いて前記可変利得増幅器の利得を制
御し、異常時は前記第１の自動利得制御回路を用いて前
記可変利得増幅器の利得を制御することを特徴とする適
用形復調器の自動利得制御方式を提供することにより達
成される。
信信号を同期検波し、トランスバーザル形等化器により
波形歪を等化し、識別してディジクル信号を得る適応形
復調器において、ＩＦ帯の信５を増幅する可変利得増幅
器と、ＩＦ帯の出力が所定のレベルになる様に前記可変
利得増幅器の利得を制御する第１の自動利（Ｍ制御回路
と、前記トランスバーサル形等化器の出力が所定のレベ
ルになる様に前記可変利得増幅器の利得を制御する第２
の自動利得制御回路とを設け、正常時は前記第２の「１
動利得制御回路を用いて前記可変利得増幅器の利得を制
御し、異常時は前記第１の自動利得制御回路を用いて前
記可変利得増幅器の利得を制御することを特徴とする適
用形復調器の自動利得制御方式を提供することにより達
成される。
（６）発明の実施例
以下、本発明の実施例について述べる。
本発明の実施例では、Ｉ Ｆ帯の可変利得増幅器へのＡ
ＧＣ制御信号を、正常時は識別器からの誤差信号により
発生させ、異當時はＩＦ帯の該増幅器の出力より発生さ
せる。
ＧＣ制御信号を、正常時は識別器からの誤差信号により
発生させ、異當時はＩＦ帯の該増幅器の出力より発生さ
せる。
第２図は本発明実施例による適応形１夏調器であり、同
図において１１はＩＦ帯ＡＧＣ制御回路。
図において１１はＩＦ帯ＡＧＣ制御回路。
１２は可変利得増幅器、１３ば直交検波回路、１４は同
相ハイブリッド、１５及び１６は検波器。
相ハイブリッド、１５及び１６は検波器。
１７ば９０°ハイブリツド、１８は電圧制御発振器、１
９及び２０は低域濾波器、２１及び２２は増幅器、２３
ばトランスバーサル形等化器、２４〜３１は遅延回路、
３２〜４７は可変重み付は回路、４８及び４９は加算器
、５０はクロック再生回路、５１及び５２は識別器、５
３は搬送波再生回路、５４はタップ係数制御回路、５５
はヘースハンｌ” Ａ Ｇ Ｃ制御回路、５６は識別誤
り警報器。
９及び２０は低域濾波器、２１及び２２は増幅器、２３
ばトランスバーサル形等化器、２４〜３１は遅延回路、
３２〜４７は可変重み付は回路、４８及び４９は加算器
、５０はクロック再生回路、５１及び５２は識別器、５
３は搬送波再生回路、５４はタップ係数制御回路、５５
はヘースハンｌ” Ａ Ｇ Ｃ制御回路、５６は識別誤
り警報器。
５７はクコツク再生警報器、５８は第１のスイッチ、５
９は第２のスイッチをそれぞれ示す。
９は第２のスイッチをそれぞれ示す。
第２図において、Ｉ Ｆ Ｗの入力信号は、１１？帯Ａ
ＧＣ制御回路１１あるいはヘース／ＮンドＡＧＣ制御回
路５５からの制御信号によって利得を制御された可変利
得増幅器１２により所定のレベルに増幅され同期検波回
路１３に入ノｊされる。同相ノ＼イブリッド１４ば該入
力を分岐させ、検波器１５及び１６へ送出する。また、
９０°ハイブリ・ノド１７は電圧制御発振器１８からの
発信出力を位相０°及び９０’の２信号に分けて、それ
ぞれ検波器１５及び１６へ送出する。検波器１５及び１
６ば９０°ハイブリツト１７からの信号を用いて間及び
Ｑ−ｃｈの検波信号は、それぞれ低域１１ジ波器１９及
び２０．増幅器ｇ ２１及び２２を通って１−ランスバ
ーサル形等化器２３へ入力される。
ＧＣ制御回路１１あるいはヘース／ＮンドＡＧＣ制御回
路５５からの制御信号によって利得を制御された可変利
得増幅器１２により所定のレベルに増幅され同期検波回
路１３に入ノｊされる。同相ノ＼イブリッド１４ば該入
力を分岐させ、検波器１５及び１６へ送出する。また、
９０°ハイブリ・ノド１７は電圧制御発振器１８からの
発信出力を位相０°及び９０’の２信号に分けて、それ
ぞれ検波器１５及び１６へ送出する。検波器１５及び１
６ば９０°ハイブリツト１７からの信号を用いて間及び
Ｑ−ｃｈの検波信号は、それぞれ低域１１ジ波器１９及
び２０．増幅器ｇ ２１及び２２を通って１−ランスバ
ーサル形等化器２３へ入力される。
該入力はそれぞれ遅延回路２４〜２７及び２８〜３１に
より順次遅延され、中央のり・ノブ（メインタップ）の
信号はそのまま、メインク・ノブ以外のタップの信号は
可変市み付は回路３２〜４７を介して、加算器４８及び
４９で合成され、それぞれ１−ｃｈ及びＱ−ｃｈの等化
出力として送出される。クロ、り再生回路５０はＱ−ｃ
ｈの等化出力からクロックを再生して識別器５１及び５
２．搬送波再生回路５３．タップ係数制御回路５４へ送
出する。識別器５１及び５２はそれぞれＩ−ｃｈ及びＱ
−ｃｈの等化層出力を４値に識別し、バス１、バス２及
び誤差信号を出力する。搬送波再生回路５３ば等化出力
及び識別出力から電圧制御発振器１８の位相誤差を検出
し、電圧制御発振器１８を制御する。タップ係数制御回
路５４は１−ｃｈ及びＱ−ｃｈの識別信号及び誤差信号
を入力し、トランスバーサル形等化器のメインクノブＪ
ｕ外の各タップの係数を制御する。ヘースパンドＡＧＣ
制御回路５５はＱ−ｃｈの識別出力及び誤差信号から可
変利得増幅器１１の制御信号を作成する。
より順次遅延され、中央のり・ノブ（メインタップ）の
信号はそのまま、メインク・ノブ以外のタップの信号は
可変市み付は回路３２〜４７を介して、加算器４８及び
４９で合成され、それぞれ１−ｃｈ及びＱ−ｃｈの等化
出力として送出される。クロ、り再生回路５０はＱ−ｃ
ｈの等化出力からクロックを再生して識別器５１及び５
２．搬送波再生回路５３．タップ係数制御回路５４へ送
出する。識別器５１及び５２はそれぞれＩ−ｃｈ及びＱ
−ｃｈの等化層出力を４値に識別し、バス１、バス２及
び誤差信号を出力する。搬送波再生回路５３ば等化出力
及び識別出力から電圧制御発振器１８の位相誤差を検出
し、電圧制御発振器１８を制御する。タップ係数制御回
路５４は１−ｃｈ及びＱ−ｃｈの識別信号及び誤差信号
を入力し、トランスバーサル形等化器のメインクノブＪ
ｕ外の各タップの係数を制御する。ヘースパンドＡＧＣ
制御回路５５はＱ−ｃｈの識別出力及び誤差信号から可
変利得増幅器１１の制御信号を作成する。
識別誤り警報器５６は識別器５１の誤り率が高くなると
アラームを送出する。クロック再生警報器５７はクロッ
ク再生回路５０から正常なりロックが再生されないとき
アラームを出す。第１のスイッチ５８は通富はベースバ
ンドＡＧＯ制御回路５５からの制御信号を選び、アラー
ム時、又はリセット時はＩＦ帯八へＣ制御回路１１から
の制御信号を選んで可変利得増幅器１２を制御する。第
２のスイッチ５９は通當はアラームを選び、リセット時
はりセントを優先して選び第１のスイ、す５８を切換え
る信号とする。
アラームを送出する。クロック再生警報器５７はクロッ
ク再生回路５０から正常なりロックが再生されないとき
アラームを出す。第１のスイッチ５８は通富はベースバ
ンドＡＧＯ制御回路５５からの制御信号を選び、アラー
ム時、又はリセット時はＩＦ帯八へＣ制御回路１１から
の制御信号を選んで可変利得増幅器１２を制御する。第
２のスイッチ５９は通當はアラームを選び、リセット時
はりセントを優先して選び第１のスイ、す５８を切換え
る信号とする。
このように、本発明の実施例ではＩ Ｆ帯のみに利得可
変用の増幅器を備え、正常の状態では識別器から出力さ
れる誤差信号により制御される。本例の用に直交変調に
用いる場合は片方のチャ輩ル又は両方のチャネルの平均
値で制御する。ＡＧＣ制御電圧は、等化出力が中央値よ
り上の各識別レベルで誤差信号が大を示しているとき可
変利得増幅器の利得を下げ、誤差信号が小のとき利得を
下げるように制御する。これは従来の適応形能調器のト
ランスバーザル形等化器のメインタップ制御と同様であ
り、本発明ではメインタップは初期設定後固定である。
変用の増幅器を備え、正常の状態では識別器から出力さ
れる誤差信号により制御される。本例の用に直交変調に
用いる場合は片方のチャ輩ル又は両方のチャネルの平均
値で制御する。ＡＧＣ制御電圧は、等化出力が中央値よ
り上の各識別レベルで誤差信号が大を示しているとき可
変利得増幅器の利得を下げ、誤差信号が小のとき利得を
下げるように制御する。これは従来の適応形能調器のト
ランスバーザル形等化器のメインタップ制御と同様であ
り、本発明ではメインタップは初期設定後固定である。
次に異常状態では、このＡＧＣ制御をＩ Ｆ’ ４ｆｆ
のＡＧＣに切換える。これにより、［股送波同期回路の
同期がはずれ識別器の入力が雑音となり正常な制御信が
得られない時や、トランスバーサル等化器のタップ係数
制御回路が誤ったレベルに引き込め、誤り率が劣化した
時にＩＦ帯のＡＧＣへ切換えられ、初期状態へ戻される
。また、手動によるリセット時も同様である。
のＡＧＣに切換える。これにより、［股送波同期回路の
同期がはずれ識別器の入力が雑音となり正常な制御信が
得られない時や、トランスバーサル等化器のタップ係数
制御回路が誤ったレベルに引き込め、誤り率が劣化した
時にＩＦ帯のＡＧＣへ切換えられ、初期状態へ戻される
。また、手動によるリセット時も同様である。
（７）発明の効果
以上のように、本発明によれば、ＡＧＣ用の増幅器を１
つにし、正常時ばヘースハントの等化出力により、異常
時はＩＦ帯の出力により利得制御するため、回路規模が
縮小され、コストダウンすると共に、異常時においても
安定した動作をするという多大な効果が得られる。
つにし、正常時ばヘースハントの等化出力により、異常
時はＩＦ帯の出力により利得制御するため、回路規模が
縮小され、コストダウンすると共に、異常時においても
安定した動作をするという多大な効果が得られる。
第１図は従来の適応形復調器、第２図は本発明実施例に
よる適応形能調器である。 図面において、■、１１及び５５はＡＧＣ制御回路、２
及び１２は可変利得増幅器、３及び１３は同期検波器、
５及び２３はトランスバーサル形等化層、７，８．５１
及び５２は識別器、１ｏ。 び５４はタップ係数制御回路をそれぞれ示す。 、、、、４．、＋、： 代理人 弁理士 検量 宏Ｉ）１４部
よる適応形能調器である。 図面において、■、１１及び５５はＡＧＣ制御回路、２
及び１２は可変利得増幅器、３及び１３は同期検波器、
５及び２３はトランスバーサル形等化層、７，８．５１
及び５２は識別器、１ｏ。 び５４はタップ係数制御回路をそれぞれ示す。 、、、、４．、＋、： 代理人 弁理士 検量 宏Ｉ）１４部
Claims (1)
- ＩＦ帯の受信信号を同期検波し、トランスバーサル形等
化器により波形歪を等化し、識別し一〇ディジタル信号
を得る連用形復調器において、ＩＦ帯の信号を増幅する
可変利得増幅器と、ＩＦ牝の出力が所定のレベルになる
様に前記可変利得増幅器の利得を制御する第１の自動利
得制御回路と、前記トランスバーザル形等化器の出力か
所定のレベルになる様に前記可変利得増幅器の利得を制
御する第２の自動利得制御回路とを設り、重席時は前記
第２の自動利得制御回路を用いて前記可変利得増幅器の
利得を制御し、異常時は前記第１の自動利得制御回路を
用いて前記可変利得増幅器の利得を制御することを特徴
とする適応形復調器の自動利得制御方式。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59047818A JPS60191527A (ja) | 1984-03-13 | 1984-03-13 | 適応形復調器の自動利得制御方式 |
| CA000464988A CA1238368A (en) | 1983-10-14 | 1984-10-09 | Digital radio receiving apparatus |
| US06/659,963 US4656644A (en) | 1983-10-14 | 1984-10-11 | Digital radio receiving apparatus |
| DE8484306977T DE3482433D1 (de) | 1983-10-14 | 1984-10-12 | Empfangsgeraet fuer digitalfunk. |
| EP84306977A EP0139514B1 (en) | 1983-10-14 | 1984-10-12 | Digital radio receiving apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59047818A JPS60191527A (ja) | 1984-03-13 | 1984-03-13 | 適応形復調器の自動利得制御方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60191527A true JPS60191527A (ja) | 1985-09-30 |
Family
ID=12785933
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59047818A Pending JPS60191527A (ja) | 1983-10-14 | 1984-03-13 | 適応形復調器の自動利得制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60191527A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6044253A (en) * | 1996-09-19 | 2000-03-28 | Nec Corporation | Method and apparatus using first and second variable gain control circuits to reduce cross modulation in a radio receiver |
-
1984
- 1984-03-13 JP JP59047818A patent/JPS60191527A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6044253A (en) * | 1996-09-19 | 2000-03-28 | Nec Corporation | Method and apparatus using first and second variable gain control circuits to reduce cross modulation in a radio receiver |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4271525A (en) | Adaptive diversity receiver for digital communications | |
| JPS61501954A (ja) | ディジタル無線チャンネルのための相互ポ−ラリゼ−ション干渉除去法 | |
| KR900002330B1 (ko) | 무선 수신기 | |
| JPH0131821B2 (ja) | ||
| EP1786165B1 (en) | Clock regeneration circuit | |
| US4656644A (en) | Digital radio receiving apparatus | |
| JP3527270B2 (ja) | Ｔｄｍａシステムにおけるマルチパス伝送補償方法 | |
| JPS6412136B2 (ja) | ||
| JP2611557B2 (ja) | 判定帰還形自動等化器 | |
| JPS60191527A (ja) | 適応形復調器の自動利得制御方式 | |
| JPH07202853A (ja) | 復調装置 | |
| JP2001177426A (ja) | 通信装置 | |
| JP3094422B2 (ja) | 自動適応型等化装置 | |
| JPH0748677B2 (ja) | 等化器 | |
| JP2518502B2 (ja) | 等化器 | |
| JP3296303B2 (ja) | ダイバーシティ受信機 | |
| JPS59112714A (ja) | 自動波形等化装置 | |
| JPH11112591A (ja) | 自動周波数制御方式 | |
| JPS6292524A (ja) | フアクシミリ用モデム | |
| JPS646577B2 (ja) | ||
| JP2639948B2 (ja) | 適応基準等化装置 | |
| JP2833587B2 (ja) | 復調装置 | |
| JPH02244912A (ja) | トランスバーサル形等化器 | |
| JPS6352817B2 (ja) | ||
| JPH0374061B2 (ja) |