JPS6011554B2 - インバ−タの運転方法 - Google Patents
インバ−タの運転方法Info
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- JPS6011554B2 JPS6011554B2 JP55081214A JP8121480A JPS6011554B2 JP S6011554 B2 JPS6011554 B2 JP S6011554B2 JP 55081214 A JP55081214 A JP 55081214A JP 8121480 A JP8121480 A JP 8121480A JP S6011554 B2 JPS6011554 B2 JP S6011554B2
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
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-
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- H02P27/047—V/F converter, wherein the voltage is controlled proportionally with the frequency
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
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- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はすべり周波数制御を行なう電流形ィンバータの
運転方法に係り、特に定常時に於て消費するパワーを極
力軽減する所定の運転を行なう事によって、省電力の効
果が一層向上する改良された運転方法を提供しようとす
るものである。
運転方法に係り、特に定常時に於て消費するパワーを極
力軽減する所定の運転を行なう事によって、省電力の効
果が一層向上する改良された運転方法を提供しようとす
るものである。
電流形ィソバータの運転方法として、電圧と周波数との
Ｖ／Ｆ比を一定に保って所定の運転を行なう方法と、す
べりを一定にするすべり周波数制御方法とが存する事は
従来周知である。かかる運転方法で前者のＶ／Ｆ一定制
御は、すべり等の電動機特性を支配する制御が行なわれ
ないので、後者のすべり周波数制御法に比し、特に制御
性能性が悪くさらに過渡時の応答、安定性の面で難があ
ると云うように、高精度の制御が要求されるような場合
後者のすべり周波数制御法がＶ／Ｆ一定制御にとって代
り適用されつつある。かかるすべり周波数制御を行なう
電流形ィンバータのブロック構成図を示したのが第１図
で、同図で１はサィリスタを純ブリッジ接続して構成し
た順変換部で、２は一般には直列ダイオード方式のィン
バータと呼称されているもので構成され、直流入力電力
を交流電力に逆変換する逆変換部で、３は直流リアクト
ルで、４は誘導電動機等の如き負荷電動機で、５は実速
度を検出する為の速度検出用小発電機で、６は速度指令
信号と実速度検出信号とを比較する比較回路で、７は速
度偏差量を一旦増幅する速度制御用増幅器で、８は電動
機電流とすべり周波数との関係を決定する回路で、９は
すべり周波数指令信号のｓと美速度検出信号のｎとを加
算する為の加算回路で、１０は周波数指令信号を分周す
るりングカウンタで、１１は交流入力側の入力電流を検
出する変流器で、１２は取出された交流入力電流を整流
する為のダイオードで、図では単に１個のダイオードを
示してあるがよく知られているようにダイオードをブリ
ッジ接続した整流回路が適用される。１３は電流指令信
号と電流検出信号とを比較する比較回路で、１４は電流
偏差量を一旦増幅する為の電流制御用増幅器である。
Ｖ／Ｆ比を一定に保って所定の運転を行なう方法と、す
べりを一定にするすべり周波数制御方法とが存する事は
従来周知である。かかる運転方法で前者のＶ／Ｆ一定制
御は、すべり等の電動機特性を支配する制御が行なわれ
ないので、後者のすべり周波数制御法に比し、特に制御
性能性が悪くさらに過渡時の応答、安定性の面で難があ
ると云うように、高精度の制御が要求されるような場合
後者のすべり周波数制御法がＶ／Ｆ一定制御にとって代
り適用されつつある。かかるすべり周波数制御を行なう
電流形ィンバータのブロック構成図を示したのが第１図
で、同図で１はサィリスタを純ブリッジ接続して構成し
た順変換部で、２は一般には直列ダイオード方式のィン
バータと呼称されているもので構成され、直流入力電力
を交流電力に逆変換する逆変換部で、３は直流リアクト
ルで、４は誘導電動機等の如き負荷電動機で、５は実速
度を検出する為の速度検出用小発電機で、６は速度指令
信号と実速度検出信号とを比較する比較回路で、７は速
度偏差量を一旦増幅する速度制御用増幅器で、８は電動
機電流とすべり周波数との関係を決定する回路で、９は
すべり周波数指令信号のｓと美速度検出信号のｎとを加
算する為の加算回路で、１０は周波数指令信号を分周す
るりングカウンタで、１１は交流入力側の入力電流を検
出する変流器で、１２は取出された交流入力電流を整流
する為のダイオードで、図では単に１個のダイオードを
示してあるがよく知られているようにダイオードをブリ
ッジ接続した整流回路が適用される。１３は電流指令信
号と電流検出信号とを比較する比較回路で、１４は電流
偏差量を一旦増幅する為の電流制御用増幅器である。
かかる構成の動作はよく知られているように、所定のす
べりの範囲内で電動機が負荷トルクに見合ったトルクを
発生すべく、電動機一次電流の振幅値と周波数とを制御
するものであるから、原理的にはＶノＦ一定制御と何ら
変わる事がない電動機磁束を一定に保つ磁束一定制御で
ある。即ち電動機二次側巻線と鎖交する磁束に影響を与
える励磁電流は一定にして、電動機トルクに影響を与え
るトルク電流のみを、負荷トルクに応じて適宜制御する
方法であるので、力率によって電動機効率が大きく左右
される事がある。この点を第２図に示す議導電動機のベ
クトル図を参照し乍ら詳述すると、第２図のｄ−ｑ軸座
標系で、ｑ鞄上のｌｏは電動機磁束に影響する励磁電流
を示し、これと直交するｄ軸上のＩＴは電動機トルク、
動力に影響するトルク電流（二次電流と呼称されている
）を示し、これらＩＴ，ｌｑをベクトル合成した１，は
電動機一次電流を示す。ここで電動機二次側の抵抗をｒ
２、この二次側抵抗を一次側に換算した電動機の全抵抗
をｒ、二次側自己ィンダクタンスをＬ２、二次時定数を
Ｌ２／ｒ２、一次側−二次側の相互ィンダクタンスをＬ
２、すべり周波数を仇、インバータ動作周波数をの。「
励磁電流をｌｏ、電動機一次電圧をＶ，とすると、よく
知られているようにトルク電続五Ｔと、電動機の発生ト
ルクＴ及び電動機二次側の譲起電圧ＶＬはそれぞれ以下
に示すような式で表わされる。即ちトルク電流ＩＴ＝Ｌ
２／ｒ２・叫・Ｌ……■トルクＴニｋＴ・Ｌ２８／ｒ２
・のＳ・１２０．．．…■（但しｋＴは定数でｋＴ＝３
／２・ｎノ２、ｎは極数）二次側の誘起電圧ＶＬは、 ＶＬニＬ２１２／Ｌ２２，の。
べりの範囲内で電動機が負荷トルクに見合ったトルクを
発生すべく、電動機一次電流の振幅値と周波数とを制御
するものであるから、原理的にはＶノＦ一定制御と何ら
変わる事がない電動機磁束を一定に保つ磁束一定制御で
ある。即ち電動機二次側巻線と鎖交する磁束に影響を与
える励磁電流は一定にして、電動機トルクに影響を与え
るトルク電流のみを、負荷トルクに応じて適宜制御する
方法であるので、力率によって電動機効率が大きく左右
される事がある。この点を第２図に示す議導電動機のベ
クトル図を参照し乍ら詳述すると、第２図のｄ−ｑ軸座
標系で、ｑ鞄上のｌｏは電動機磁束に影響する励磁電流
を示し、これと直交するｄ軸上のＩＴは電動機トルク、
動力に影響するトルク電流（二次電流と呼称されている
）を示し、これらＩＴ，ｌｑをベクトル合成した１，は
電動機一次電流を示す。ここで電動機二次側の抵抗をｒ
２、この二次側抵抗を一次側に換算した電動機の全抵抗
をｒ、二次側自己ィンダクタンスをＬ２、二次時定数を
Ｌ２／ｒ２、一次側−二次側の相互ィンダクタンスをＬ
２、すべり周波数を仇、インバータ動作周波数をの。「
励磁電流をｌｏ、電動機一次電圧をＶ，とすると、よく
知られているようにトルク電続五Ｔと、電動機の発生ト
ルクＴ及び電動機二次側の譲起電圧ＶＬはそれぞれ以下
に示すような式で表わされる。即ちトルク電流ＩＴ＝Ｌ
２／ｒ２・叫・Ｌ……■トルクＴニｋＴ・Ｌ２８／ｒ２
・のＳ・１２０．．．…■（但しｋＴは定数でｋＴ＝３
／２・ｎノ２、ｎは極数）二次側の誘起電圧ＶＬは、 ＶＬニＬ２１２／Ｌ２２，の。
・１０ ．，．，，．■従って二次側の誘起電
圧ＶＬと抵抗ｒ（一次側と二次側の抵抗とを加え合わせ
たもの）の電圧降下分Ｖｒ＝ＩＴ・ｒとを加え合せたｄ
樹上の電圧成分と、ｑ軸上の電圧降下分Ｖｒ＝ｌｏ・ｒ
とをベクトル的に加え合せると電動機一次電圧Ｖ，とが
得られ、この一次電圧Ｖｏと一次電流１，との相差角が
力率角ぐと呼称されている。かかるベクトル図で従来の
すべり周波数制御法は上記したように磁束−定制御、即
ちトルク電流ＩＴのみを制御して励磁電流Ｌを一定とす
る方法であるので、負荷の状態に拘らず励磁電流による
鉄損は常に一定である。従って第２図のベクトル図から
も明らかなように負荷が小さくなって力率が非常に悪化
したような場合、電動機損失に占める鉄損のウエートが
大きくなる事は勿論の事、励磁電流しとトルク電流ＩＴ
とのベクトル和による電動機一次電競五，によって生ず
る銅損も電動機損失にかなりのウエートを占めるように
なり、これら励磁電続誼ｏ、一次電流１，とにより従来
のすべり周波数制御法は、特に力率が悪化したような場
合、電動機効率が非常に悪くなる事が理解できる。かか
る電動機効率を負荷状態に拘らず常に所望の値にして、
消費電力を軽減して省エネルギーと云う時流に沿ったィ
ンバータを実現する場合、第２図のベクトル図より明ら
かなように、励磁電流ｌｏを一定とするのではなく、こ
の励磁電流を負荷の状態に応じて適宜変化する方法が一
応考えられる。かかる励磁電流を変化する方法は、誘導
機の制御方法として注目を集めているベクトル制御と呼
称されているものであるが、このベクトル制御は励磁電
流ｌｏが電動機磁束に大きな影響を及ぼすと云う事より
、例えば空隙部の磁束に応敷する磁束コイル或は磁束感
応素子等の磁束センサーを空隙部に設けて、この磁束セ
ンサーより取出される磁束検出信号と基準の磁束レベル
とを比較する事によって、この磁束偏差量をインバータ
の電圧制御系（トルク制御系）とすべり周波数制御系と
にそれぞれ入力し、電動機トルク、一次電流の振幅値、
周波数および力率とに関連させて磁束をも制御するもの
である。かかるベクトル制御によれば制御性能性が非常
に優れているので、安定性が高く、且つ直流機なみの広
範囲の制御をも誘導機で可能としている。しかし乍ら問
題となるのは、例えば数多くの割算器、掛算器を必要と
するので回路構成が非常に複雑で高価なものとなる事で
ある。さらに磁束を調整すると云っても、定常状態に於
て最大効率が得られてはいないと云う事である。本発明
はこの点に鑑みて発明されたものであって、特に本願は
電動機効率が定格トルク附近で最大となるように電動機
が設計される事に着目して、励磁電流と一次電流との相
関関係を考慮し、且つ負荷状態に拘らず常に最大トルク
が得られるべく一次電流を最小とする制御を行なう事に
よって、省電力効果が著しい運転方法を提供しようとす
るものであって、先ず本発明の原理より説明するものと
する。
圧ＶＬと抵抗ｒ（一次側と二次側の抵抗とを加え合わせ
たもの）の電圧降下分Ｖｒ＝ＩＴ・ｒとを加え合せたｄ
樹上の電圧成分と、ｑ軸上の電圧降下分Ｖｒ＝ｌｏ・ｒ
とをベクトル的に加え合せると電動機一次電圧Ｖ，とが
得られ、この一次電圧Ｖｏと一次電流１，との相差角が
力率角ぐと呼称されている。かかるベクトル図で従来の
すべり周波数制御法は上記したように磁束−定制御、即
ちトルク電流ＩＴのみを制御して励磁電流Ｌを一定とす
る方法であるので、負荷の状態に拘らず励磁電流による
鉄損は常に一定である。従って第２図のベクトル図から
も明らかなように負荷が小さくなって力率が非常に悪化
したような場合、電動機損失に占める鉄損のウエートが
大きくなる事は勿論の事、励磁電流しとトルク電流ＩＴ
とのベクトル和による電動機一次電競五，によって生ず
る銅損も電動機損失にかなりのウエートを占めるように
なり、これら励磁電続誼ｏ、一次電流１，とにより従来
のすべり周波数制御法は、特に力率が悪化したような場
合、電動機効率が非常に悪くなる事が理解できる。かか
る電動機効率を負荷状態に拘らず常に所望の値にして、
消費電力を軽減して省エネルギーと云う時流に沿ったィ
ンバータを実現する場合、第２図のベクトル図より明ら
かなように、励磁電流ｌｏを一定とするのではなく、こ
の励磁電流を負荷の状態に応じて適宜変化する方法が一
応考えられる。かかる励磁電流を変化する方法は、誘導
機の制御方法として注目を集めているベクトル制御と呼
称されているものであるが、このベクトル制御は励磁電
流ｌｏが電動機磁束に大きな影響を及ぼすと云う事より
、例えば空隙部の磁束に応敷する磁束コイル或は磁束感
応素子等の磁束センサーを空隙部に設けて、この磁束セ
ンサーより取出される磁束検出信号と基準の磁束レベル
とを比較する事によって、この磁束偏差量をインバータ
の電圧制御系（トルク制御系）とすべり周波数制御系と
にそれぞれ入力し、電動機トルク、一次電流の振幅値、
周波数および力率とに関連させて磁束をも制御するもの
である。かかるベクトル制御によれば制御性能性が非常
に優れているので、安定性が高く、且つ直流機なみの広
範囲の制御をも誘導機で可能としている。しかし乍ら問
題となるのは、例えば数多くの割算器、掛算器を必要と
するので回路構成が非常に複雑で高価なものとなる事で
ある。さらに磁束を調整すると云っても、定常状態に於
て最大効率が得られてはいないと云う事である。本発明
はこの点に鑑みて発明されたものであって、特に本願は
電動機効率が定格トルク附近で最大となるように電動機
が設計される事に着目して、励磁電流と一次電流との相
関関係を考慮し、且つ負荷状態に拘らず常に最大トルク
が得られるべく一次電流を最小とする制御を行なう事に
よって、省電力効果が著しい運転方法を提供しようとす
るものであって、先ず本発明の原理より説明するものと
する。
電動機の発生トルクＴ及びトルク電流ＩＴとは上記した
■式、■式よりＴ：ｋＴ・び，２／ｒ２・の３・Ｐ○，
ＩＴニ−２／＆・のｓ・１０であるので、トルク電流Ｉ
Ｔを発生トルクＴに代入すると次の■′式が得られる。
■式、■式よりＴ：ｋＴ・び，２／ｒ２・の３・Ｐ○，
ＩＴニ−２／＆・のｓ・１０であるので、トルク電流Ｉ
Ｔを発生トルクＴに代入すると次の■′式が得られる。
即ちＴ＝ｋＴ・Ｌ２８ノＬ２２・１。
・ＩＴ ・・・・・・■′さらに電動機一次電流１，
はよく知られているように１，＝ノ１２。
はよく知られているように１，＝ノ１２。
十１２Ｔ ……＠であるので、■
式■′式を代入すると、一次電流Ｔ，とトルクＴ、励磁
電流ｌｏとの関係が得られる事が分る。これを式で示せ
ば次の■式が導ぴき出される。即ち１，＝ノ１２。
式■′式を代入すると、一次電流Ｔ，とトルクＴ、励磁
電流ｌｏとの関係が得られる事が分る。これを式で示せ
ば次の■式が導ぴき出される。即ち１，＝ノ１２。
十（Ｔ／ｋｍｌｏ）２ ……■但しｋｍ：ｋＴ
・げ，２／Ｌ礎この■式より励磁電流ｌｏに対する一次
電流１，の極大、極小を求める場合は、■式をｌｏにつ
いて微分し８１，／８Ｌ＝０とおけばよい。１ ・ 即ち１／２・〉Ｆ。
・げ，２／Ｌ礎この■式より励磁電流ｌｏに対する一次
電流１，の極大、極小を求める場合は、■式をｌｏにつ
いて微分し８１，／８Ｌ＝０とおけばよい。１ ・ 即ち１／２・〉Ｆ。
十ｎ′ｋｍｌ。〆〔２Ｌ−２（Ｔ／ｋｍ）２・１／１３
。
。
〕＝０ ……■なる式が撮られるので、この■式より
励磁電流は次のように導びき出される。Ｌ＝ノＴ／ｋｍ
・．・．．・■この■式より明ら
かなように、励磁電流ｌｏがノＴ／ｋｍの時に電動機一
次電流が極小となる訳であるが、単に■式の関係が得ら
れるようにトルクＴと励磁電流Ｌとを制御した所で、す
べり周波数制御の主目的であるすべり周波数のｓとの関
連性は何ら出ていない。
励磁電流は次のように導びき出される。Ｌ＝ノＴ／ｋｍ
・．・．．・■この■式より明ら
かなように、励磁電流ｌｏがノＴ／ｋｍの時に電動機一
次電流が極小となる訳であるが、単に■式の関係が得ら
れるようにトルクＴと励磁電流Ｌとを制御した所で、す
べり周波数制御の主目的であるすべり周波数のｓとの関
連性は何ら出ていない。
そこでトルクＴは上記■式で示したようにＴ＝ｋＴ・び
，２／ｒ２・のｓ・１２。で表わせるので、この式に上
記■式を代入し且つ、上記した比例定数ｋｍ＝ｋＴ・Ｌ
２８／Ｌ洩をも代入して展開するとトルクＴ＝ｋＴ・び
，２／ｒ２・■ｓ（ｖ〒方両）２１＝ｋＴ／ｋｍ・げ，
２／ｒ２１のＳ ・・・・・・■■式が得られる
。
，２／ｒ２・のｓ・１２。で表わせるので、この式に上
記■式を代入し且つ、上記した比例定数ｋｍ＝ｋＴ・Ｌ
２８／Ｌ洩をも代入して展開するとトルクＴ＝ｋＴ・び
，２／ｒ２・■ｓ（ｖ〒方両）２１＝ｋＴ／ｋｍ・げ，
２／ｒ２１のＳ ・・・・・・■■式が得られる
。
この式■式よりすべり周波数のｓは次のように求められ
る。叫ニｒ２／Ｌ２２ニ・／ｒ２ …，
．，■但し７２は時定数で↑２ ＝−２／セこの■式よ
り明らかなように、定常時はすべり周波数のｓを電動機
二次時定数の逆数となるように制御すれば、所要の励磁
電流値で一次電流が最小の時にトルクＴは最大のものが
得られる事になる。
る。叫ニｒ２／Ｌ２２ニ・／ｒ２ …，
．，■但し７２は時定数で↑２ ＝−２／セこの■式よ
り明らかなように、定常時はすべり周波数のｓを電動機
二次時定数の逆数となるように制御すれば、所要の励磁
電流値で一次電流が最小の時にトルクＴは最大のものが
得られる事になる。
なお、以上のようなすべり周波数のｓの算出の過程で、
電動機二次側の自己ィンダクタンスＬ２を一定と仮定し
て取り扱かつたが、実際の電動機に於ては、よく知られ
ているように二次側自己ィンダクタンスＬ２２と励磁電
流ｌｏとの対応関係を示す特性図に於て、電動機の磁気
飽和等によって二次側自己インダクタンスの値が変化す
る。かかる二次側自己インダクタンスＬ２２の特性を考
慮して■式の関係を実用化したブロック図が第３図であ
る。第３図の実施例で第１図と同一符号を附しており、
１ ５は交流出力電圧Ｖｏとィンバータ動作周波数の。
（出力周波数の６倍）との関係より励磁電流Ｌ‘こ関連
する信号を導びき出す為の割算回路で、励磁電流ｌｏを
導びき出す理由は次の通りである。即ち第２図のベクト
ル図に於てｑ軸成分の励磁電流Ｌ‘こよる抵抗ドロップ
分ｌｏｒと、ｄ軸成分のトルク電流ＩＴによる抵抗ドロ
ップ分ＩＴｒとは、電動機二次側の譲起電圧ＶＬ：Ｌ２
財／Ｌ２・の。・Ｌ‘こ比し非常に小さいので、これら
抵抗ドロップ分を無視するものとすれば電動機一次電圧
Ｖ，と二次側議起電圧ＶＬとは略相等しくなる。このよ
うな考え方よりＶ，＝ぜ，２／Ｌ２・■。・もの関係よ
りＬニＬ２／Ｌ２８，Ｖ。
電動機二次側の自己ィンダクタンスＬ２を一定と仮定し
て取り扱かつたが、実際の電動機に於ては、よく知られ
ているように二次側自己ィンダクタンスＬ２２と励磁電
流ｌｏとの対応関係を示す特性図に於て、電動機の磁気
飽和等によって二次側自己インダクタンスの値が変化す
る。かかる二次側自己インダクタンスＬ２２の特性を考
慮して■式の関係を実用化したブロック図が第３図であ
る。第３図の実施例で第１図と同一符号を附しており、
１ ５は交流出力電圧Ｖｏとィンバータ動作周波数の。
（出力周波数の６倍）との関係より励磁電流Ｌ‘こ関連
する信号を導びき出す為の割算回路で、励磁電流ｌｏを
導びき出す理由は次の通りである。即ち第２図のベクト
ル図に於てｑ軸成分の励磁電流Ｌ‘こよる抵抗ドロップ
分ｌｏｒと、ｄ軸成分のトルク電流ＩＴによる抵抗ドロ
ップ分ＩＴｒとは、電動機二次側の譲起電圧ＶＬ：Ｌ２
財／Ｌ２・の。・Ｌ‘こ比し非常に小さいので、これら
抵抗ドロップ分を無視するものとすれば電動機一次電圧
Ｖ，と二次側議起電圧ＶＬとは略相等しくなる。このよ
うな考え方よりＶ，＝ぜ，２／Ｌ２・■。・もの関係よ
りＬニＬ２／Ｌ２８，Ｖ。
／の〇 ，．．，．，■の式が導びき出され
るので、この■式の関係を利用してＬを算出する回路を
ブロック図化したのが１５の割算回路である。１６は励
磁電流しと二次側時定数７２との対応関係を示す関数発
生回路で、この回路は上記したように鉄心の磁気飽和に
より二次側自己ィンダクタンスＬ２２が変化するので、
鉄心の飽和の影響を補償するものである。
るので、この■式の関係を利用してＬを算出する回路を
ブロック図化したのが１５の割算回路である。１６は励
磁電流しと二次側時定数７２との対応関係を示す関数発
生回路で、この回路は上記したように鉄心の磁気飽和に
より二次側自己ィンダクタンスＬ２２が変化するので、
鉄心の飽和の影響を補償するものである。
なお、この関数発生回路の出力が上記■式で導びき出さ
れたすべり周波数のｓである事は申す迄もない。なお、
第３図の実施例で励磁電銃五ｏを算出する場合、ｄ軸成
分のトルク電流ＩＴによる抵抗ドロップ分と、ｑ軸成分
のトルク電流ＩＴによる抵抗ドロップ分とを無視したが
、これら抵抗ドロップ分を考慮して一次電圧Ｖ，を求め
るようにすれば、より精度の高い励磁電流が得られ非常
に高精度のすべり周波数制御が行なわれるのは申す迄も
ない。さて、以上のように構成される本実施例の動作を
述べると、速度指令量Ｎと実速度検出信号のｎとの速度
偏差量、即ちすべりに関連した信号を増幅器７で一旦増
幅して、この増幅した信号が電動機トルクを表わす電流
指令量としてマイナーループの電流制御系の比較回路１
３に入力され、この電流指令量とダイオード１２よりの
電流検出信号とが比較され、この電流偏差量を増幅した
信号を以つて順変換部１の直流電圧を制御する事によっ
て、負荷電動機４の一次電流の振幅値を制御する。
れたすべり周波数のｓである事は申す迄もない。なお、
第３図の実施例で励磁電銃五ｏを算出する場合、ｄ軸成
分のトルク電流ＩＴによる抵抗ドロップ分と、ｑ軸成分
のトルク電流ＩＴによる抵抗ドロップ分とを無視したが
、これら抵抗ドロップ分を考慮して一次電圧Ｖ，を求め
るようにすれば、より精度の高い励磁電流が得られ非常
に高精度のすべり周波数制御が行なわれるのは申す迄も
ない。さて、以上のように構成される本実施例の動作を
述べると、速度指令量Ｎと実速度検出信号のｎとの速度
偏差量、即ちすべりに関連した信号を増幅器７で一旦増
幅して、この増幅した信号が電動機トルクを表わす電流
指令量としてマイナーループの電流制御系の比較回路１
３に入力され、この電流指令量とダイオード１２よりの
電流検出信号とが比較され、この電流偏差量を増幅した
信号を以つて順変換部１の直流電圧を制御する事によっ
て、負荷電動機４の一次電流の振幅値を制御する。
この動作と平行して取り出された電動機一次電圧検出信
号Ｖｏと動作周波数指令量の。とで、１５の演算回路で
所定の演算を行ない磁束に影響する励磁電流Ｌを導びき
出し、この励磁電流ｌｏを関数発生回路１６に入力して
〜励磁電流に相応した電動機二次側の時定数Ｔ２に関連
した信号を得る。この二次時定数丁２の逆数に関連した
信号が取りも直さずすべり周波数の指令量のｓを表わし
ているので、すべり周波数指令量のｓと実速度検出信号
ｗｎとを加算回路９で加算してィンバータの動作周波数
のｏを示す指令信号を得、この指令信号をリングカウン
ター０で周知の如く１／６に分周して、分周した信号で
逆変換部２を制御する事によって電動機一次電流の周波
数を制御するものである。ここで重要な事は、本願のも
のは所要のすべり周波数指令信号のｓを得る過程で励磁
電流Ｌを−旦取出し、かかる励磁電流ｌｏは電動機一次
電圧（交流出力電圧）Ｖｏとィンバータ動作周波数のｏ
とで変化するようにしているので、逆変換部２を介して
行なわれる一次電流の周波数制御とは、間接的に励磁電
流の制御を含むものである事は明らかである。従って本
願のものは電動機一次電流の振幅値の制御と周波数制御
と、さらに励磁電流の制御とがみかけ上並行して行なわ
れ、しかもすべり周波数のｓを二次側の時定数の逆数と
なるように制御するので、いかなる出力周波数下であっ
ても常に最小の一次電流値で最大トルクが得られるよう
になる。以上のように本発明に於ては、負荷の状態を間
わずいかなる出力周波数下であっても常に電動機は最大
のトルクを発生すべく、しかも一次電流は最小となるよ
うに二次時定数の逆数に応じてすべり周波数を制御する
ので以下に示すような効果を萎すものである。
号Ｖｏと動作周波数指令量の。とで、１５の演算回路で
所定の演算を行ない磁束に影響する励磁電流Ｌを導びき
出し、この励磁電流ｌｏを関数発生回路１６に入力して
〜励磁電流に相応した電動機二次側の時定数Ｔ２に関連
した信号を得る。この二次時定数丁２の逆数に関連した
信号が取りも直さずすべり周波数の指令量のｓを表わし
ているので、すべり周波数指令量のｓと実速度検出信号
ｗｎとを加算回路９で加算してィンバータの動作周波数
のｏを示す指令信号を得、この指令信号をリングカウン
ター０で周知の如く１／６に分周して、分周した信号で
逆変換部２を制御する事によって電動機一次電流の周波
数を制御するものである。ここで重要な事は、本願のも
のは所要のすべり周波数指令信号のｓを得る過程で励磁
電流Ｌを−旦取出し、かかる励磁電流ｌｏは電動機一次
電圧（交流出力電圧）Ｖｏとィンバータ動作周波数のｏ
とで変化するようにしているので、逆変換部２を介して
行なわれる一次電流の周波数制御とは、間接的に励磁電
流の制御を含むものである事は明らかである。従って本
願のものは電動機一次電流の振幅値の制御と周波数制御
と、さらに励磁電流の制御とがみかけ上並行して行なわ
れ、しかもすべり周波数のｓを二次側の時定数の逆数と
なるように制御するので、いかなる出力周波数下であっ
ても常に最小の一次電流値で最大トルクが得られるよう
になる。以上のように本発明に於ては、負荷の状態を間
わずいかなる出力周波数下であっても常に電動機は最大
のトルクを発生すべく、しかも一次電流は最小となるよ
うに二次時定数の逆数に応じてすべり周波数を制御する
ので以下に示すような効果を萎すものである。
■ 励磁電流の調整と相挨って常に電動機一次電流を最
小にして最大トルクが得られるべく制御が行なわれるの
で、電動機は常に最大効率で運転され、省エネルギーと
云う時流に沿った運転方法を提供できる。
小にして最大トルクが得られるべく制御が行なわれるの
で、電動機は常に最大効率で運転され、省エネルギーと
云う時流に沿った運転方法を提供できる。
■ 所要の励磁電流を得る回路と、所要のすべり周波数
の指令信号を発生させる回路とは単に１個の割算回路と
関数発生回路とであるから、非常に回路構成は簡素化さ
れ経済的なィンバータを提供できる。
の指令信号を発生させる回路とは単に１個の割算回路と
関数発生回路とであるから、非常に回路構成は簡素化さ
れ経済的なィンバータを提供できる。
■ ポンプ、プロワの如き負荷トルクが速度の２案に比
例して変化する負荷に本願を適用した場合、最小の消費
電力で且つ運転全域に渡って安定した運転を行なう事が
できるので、最も本願の特徴を何如なく発揮できる。
例して変化する負荷に本願を適用した場合、最小の消費
電力で且つ運転全域に渡って安定した運転を行なう事が
できるので、最も本願の特徴を何如なく発揮できる。
第１図は従釆のすべり周波数制御を行なう電流形ィンバ
ータの構成を示すブロック図、第２図はその負荷として
の譲導電動機のベクトル関係を示すベクトル図、第３図
は本発明の一実施例を示す電流形ィンバータのブロック
構成図。 １は日頃変換部、２は逆変換部、４は負荷電動機、７は
速度制御用増幅器、１０はリングカウンタ、１４は電流
制御用増幅器、１５は演算回路、１６は関数発生回路。 第２図第１図 第３図
ータの構成を示すブロック図、第２図はその負荷として
の譲導電動機のベクトル関係を示すベクトル図、第３図
は本発明の一実施例を示す電流形ィンバータのブロック
構成図。 １は日頃変換部、２は逆変換部、４は負荷電動機、７は
速度制御用増幅器、１０はリングカウンタ、１４は電流
制御用増幅器、１５は演算回路、１６は関数発生回路。 第２図第１図 第３図
Claims (1)
- １ 電流制御系をマイナーループとし、速度制御系をメ
シヤーループとして電動機一次電流の振幅値を制御する
順変換部と、電動機一次電圧検出信号をインバータ動作
周波数で除算して得られる励磁電流を基に二次側自己イ
ンダクタンスを補正して、この二次側自己インダクタン
スと二次抵抗で決定される二次時定数をすべり周波数指
令信号とし、この信号を基に一次電流の周波数を制御す
る逆変換部とを有し、すべり周波数を前記二次時定数の
逆数となるように制御したことを特徴とするインバータ
の運転方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55081214A JPS6011554B2 (ja) | 1980-06-16 | 1980-06-16 | インバ−タの運転方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55081214A JPS6011554B2 (ja) | 1980-06-16 | 1980-06-16 | インバ−タの運転方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS579284A JPS579284A (en) | 1982-01-18 |
| JPS6011554B2 true JPS6011554B2 (ja) | 1985-03-26 |
Family
ID=13740226
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP55081214A Expired JPS6011554B2 (ja) | 1980-06-16 | 1980-06-16 | インバ−タの運転方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6011554B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5053444A (en) * | 1986-09-01 | 1991-10-01 | Imperial Chemical Industries Plc | Polymer additive concentrate |
-
1980
- 1980-06-16 JP JP55081214A patent/JPS6011554B2/ja not_active Expired
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5053444A (en) * | 1986-09-01 | 1991-10-01 | Imperial Chemical Industries Plc | Polymer additive concentrate |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS579284A (en) | 1982-01-18 |
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