JPS60106077A - デイジタル信号の記録再生方式 - Google Patents
デイジタル信号の記録再生方式Info
- Publication number
- JPS60106077A JPS60106077A JP21191083A JP21191083A JPS60106077A JP S60106077 A JPS60106077 A JP S60106077A JP 21191083 A JP21191083 A JP 21191083A JP 21191083 A JP21191083 A JP 21191083A JP S60106077 A JPS60106077 A JP S60106077A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- equalizer
- digital signal
- partial response
- recording
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/14—Digital recording or reproducing using self-clocking codes
- G11B20/1403—Digital recording or reproducing using self-clocking codes characterised by the use of two levels
- G11B20/1423—Code representation depending on subsequent bits, e.g. delay modulation, double density code, Miller code
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔技術分野〕
本発明は光ディスク等の記録媒体を用い情報の記録、再
生を行なうディジタル信号の記録再生方式に関するもの
である。
生を行なうディジタル信号の記録再生方式に関するもの
である。
従来、ディジタル記録の分野においては、記録密度の向
上をめざしＭＦＭ、３ＰＭ、ＥＦＭ等の各種のディジタ
ル変調方式が開発されてきた。しかし、これらの変調方
式では符号量干渉除去のための波形等化による雑音の増
大が高密度化を阻害するという問題があった。この問題
に対処すべく磁気記録の分野では通信で開発されたパー
シャル・レスポンス方式の応用が研究されているが多値
判定が必要になるという欠点がある。
上をめざしＭＦＭ、３ＰＭ、ＥＦＭ等の各種のディジタ
ル変調方式が開発されてきた。しかし、これらの変調方
式では符号量干渉除去のための波形等化による雑音の増
大が高密度化を阻害するという問題があった。この問題
に対処すべく磁気記録の分野では通信で開発されたパー
シャル・レスポンス方式の応用が研究されているが多値
判定が必要になるという欠点がある。
パーシャル・レスポンス方式の呉体例として第１図にパ
ーシャル・レスポンス（１，１）方式の概念を示す。（
ａ）はパーシャル・レスポンス（１゜１）方式の概略構
成図であり、（ｂ）は（ａ）の回路の各部信号を示す図
である。１１はデータ系列Ｘ。（１）が入力し、ｍｏｄ
ｕｌｏ２の演算を行ないそのｌ信号にて出力反転する信
号Ｘ５（ｆ）を出力するプリコーダ、１２はプリコーダ
１１からの信号Ｘ５（ｊ）に１つ手前に入力した信号ｘ
ｘ（ｔ−ｘ）を加算した信号ｙ （ｔ）を出力する（１
．１）伝送系、１３は（１，１）伝送系１２の出力信号
ｙ （ｔ）に対しｍｏｄｕｌｏ２の演算を行なうべく、
０〈Ｔｈ２く１，１〈Ｔｈ１〈２なる２つの閾値Ｔｈｌ
、 Ｔｈ２と比較し、）’ （ｔ） ＜ Ｔｂ ２又
はｙ（ｔ）＞Ｔｈ１ならば０ 、 Ｔｈ２＜ｙ（ｔ）＜
Ｔｈｌならば１の出力Ｘ。（１）を行なう判定器である
。
ーシャル・レスポンス（１，１）方式の概念を示す。（
ａ）はパーシャル・レスポンス（１゜１）方式の概略構
成図であり、（ｂ）は（ａ）の回路の各部信号を示す図
である。１１はデータ系列Ｘ。（１）が入力し、ｍｏｄ
ｕｌｏ２の演算を行ないそのｌ信号にて出力反転する信
号Ｘ５（ｆ）を出力するプリコーダ、１２はプリコーダ
１１からの信号Ｘ５（ｊ）に１つ手前に入力した信号ｘ
ｘ（ｔ−ｘ）を加算した信号ｙ （ｔ）を出力する（１
．１）伝送系、１３は（１，１）伝送系１２の出力信号
ｙ （ｔ）に対しｍｏｄｕｌｏ２の演算を行なうべく、
０〈Ｔｈ２く１，１〈Ｔｈ１〈２なる２つの閾値Ｔｈｌ
、 Ｔｈ２と比較し、）’ （ｔ） ＜ Ｔｂ ２又
はｙ（ｔ）＞Ｔｈ１ならば０ 、 Ｔｈ２＜ｙ（ｔ）＜
Ｔｈｌならば１の出力Ｘ。（１）を行なう判定器である
。
第２図に、従来の標本化関数を等化波形とする方式（ａ
）とパーシャル・レスポンス（１，１）方式（ｂ）の伝
送路特性の比較を示す。これよりパーシャル・レスポン
ス（１、１）方式は従来方式より帯域が圧縮され、高密
度記録に適している反面３値判定が必要となることがわ
がり、この３値判定に際しての誤まり率が問題となる。
）とパーシャル・レスポンス（１，１）方式（ｂ）の伝
送路特性の比較を示す。これよりパーシャル・レスポン
ス（１、１）方式は従来方式より帯域が圧縮され、高密
度記録に適している反面３値判定が必要となることがわ
がり、この３値判定に際しての誤まり率が問題となる。
Ｃ目的〕
本発明は以上の点に鑑みてなされたもので、構成が簡単
で、且つ、高密度記録に適したディジタル信号の記録再
生方式を提供することを目的とする。
で、且つ、高密度記録に適したディジタル信号の記録再
生方式を提供することを目的とする。
以下、本発明の実施例を図面を用いて説明する。本実施
例では、附号系列０，１の後には１が、また、附号系列
１，０の後には０が必ず現われるという相関性を有する
信号としてＭＦＭ（Ｍｏｄ ｉ ｆ ｉ ｅｄ ＦＭ
）信号を用いる。ＭＦＭの概要は第３図に示した如くで
ある。ただしデータ系列を（ａ、）、ＭＦＭ信号系列を
（ｂｋ１ｂｋ２）トする。
例では、附号系列０，１の後には１が、また、附号系列
１，０の後には０が必ず現われるという相関性を有する
信号としてＭＦＭ（Ｍｏｄ ｉ ｆ ｉ ｅｄ ＦＭ
）信号を用いる。ＭＦＭの概要は第３図に示した如くで
ある。ただしデータ系列を（ａ、）、ＭＦＭ信号系列を
（ｂｋ１ｂｋ２）トする。
またデータビット間隔をＴとし、したがってＭＦＭ信号
系列のビット間隔をＴ／２とする。また、ＭＦＭ信号の
発生機構を状態揺移図で表わすと第４図の様になる。た
だしＭＦＭ変調器の入力データをａｋｌ、変調器の状Ｍ
Ｓ ｔ−ｂ（ｋ−、）。
系列のビット間隔をＴ／２とする。また、ＭＦＭ信号の
発生機構を状態揺移図で表わすと第４図の様になる。た
だしＭＦＭ変調器の入力データをａｋｌ、変調器の状Ｍ
Ｓ ｔ−ｂ（ｋ−、）。
ｂ（、−□）２とし、変調器の出力をｂｋｌｂｋ２とし
ている。第４図より、ＭＦＭ信号は符号系列０．１の後
には１が符号系列１．ｏの後には０が必ず現われるとい
う相関性を有していることがわかる。
ている。第４図より、ＭＦＭ信号は符号系列０．１の後
には１が符号系列１．ｏの後には０が必ず現われるとい
う相関性を有していることがわかる。
従って、符号系列にＯ又は１が１つのみという孤立ビッ
トが表われることはなく、２〜４の連続ビットからなる
符号系列となる。また、このように、ＭＦＭ信号は１又
は０が２〜４ビツト毎に反転を繰返すものなので、信号
からタイミング信号を容易に形成することができるので
信号の記録再生に適している。
トが表われることはなく、２〜４の連続ビットからなる
符号系列となる。また、このように、ＭＦＭ信号は１又
は０が２〜４ビツト毎に反転を繰返すものなので、信号
からタイミング信号を容易に形成することができるので
信号の記録再生に適している。
第５図に本発明を適用したディジタル信号の記録再生シ
ステムのブロック図を示す。１は画像、音声等の２値信
号出力するデータ系列発生器であり、Ｘｏ（ｔ）はデー
タ系列を示す。２はデータ系列Ｘ。（１）をＭＦＭ変調
するＭＦＭ変調器であり、ＸＩ（ｔ）はＭＦＭ信号系列
を示す。３は記録再生系であるが、本実施例ではディス
ク面上にレーザ照射によるビットを形成し、このビット
をレーザ光によって読出す光デイスク装置を想定する。
ステムのブロック図を示す。１は画像、音声等の２値信
号出力するデータ系列発生器であり、Ｘｏ（ｔ）はデー
タ系列を示す。２はデータ系列Ｘ。（１）をＭＦＭ変調
するＭＦＭ変調器であり、ＸＩ（ｔ）はＭＦＭ信号系列
を示す。３は記録再生系であるが、本実施例ではディス
ク面上にレーザ照射によるビットを形成し、このビット
をレーザ光によって読出す光デイスク装置を想定する。
光ディスクのインパルス応答は、レーザスポットの強度
分布、媒体のエネルギ感度、媒体のエネルギ反射率など
種々の要因に依存するものである。説明を簡単とするた
めに、ここではレーザ光の強度分布はほぼガウス分布で
あるので、光ディスクのインパルス応答を次式の様なガ
ウス波形と仮定する。
分布、媒体のエネルギ感度、媒体のエネルギ反射率など
種々の要因に依存するものである。説明を簡単とするた
めに、ここではレーザ光の強度分布はほぼガウス分布で
あるので、光ディスクのインパルス応答を次式の様なガ
ウス波形と仮定する。
よって記録再生系の周波数特性は
となる。
ＭＦＭＦＭ変調器らのＭＦＭ信号系列Ｘ ｔ （ｔ）は
記録再生系３に入力し、光デイスク上に記録される。記
録再生系３よりの再生信号をＺ （ｔ）とし、この点を
再生点と呼ぶ。４は等化器であり、等化器４の出力信号
をｙ（ｔ）とし１．この点を識別点と呼ぶ。
記録再生系３に入力し、光デイスク上に記録される。記
録再生系３よりの再生信号をＺ （ｔ）とし、この点を
再生点と呼ぶ。４は等化器であり、等化器４の出力信号
をｙ（ｔ）とし１．この点を識別点と呼ぶ。
今、パルＸ １ｌｌｌｄ Ｔ／：２の孤立パルスｘ＋（
ｔ）がＭＦＭ変調器２から記録再生糸３に入力したとき
の再生信号ｚ （ｔ）は となり、その７−リエ変換は （１） −Ａ ’ｌ四狂±且 −ＱＥ’“” （４）２
πｆＴ／２ となる。従来のＭ ｌｉ’ Ｍ信号に対する等化方式は
再生信号ｚ （ｔ）を次式の様に標本化関数に等化する
ものであり、これ（ま第２図の（ａ）でＴを’１”／２
とおきかえた波ノ影である。
ｔ）がＭＦＭ変調器２から記録再生糸３に入力したとき
の再生信号ｚ （ｔ）は となり、その７−リエ変換は （１） −Ａ ’ｌ四狂±且 −ＱＥ’“” （４）２
πｆＴ／２ となる。従来のＭ ｌｉ’ Ｍ信号に対する等化方式は
再生信号ｚ （ｔ）を次式の様に標本化関数に等化する
ものであり、これ（ま第２図の（ａ）でＴを’１”／２
とおきかえた波ノ影である。
ｙＩ響、ｔ） ＝ ｓ’ｒ ／ｚ （ｔ） ＝ ８Ｔ
（２ｔ） （！３）これに対しパーシャル・レスポンス
（１、ｌ）方式を用いた本方式では再生信号ｚ （ｔ）
をｙ、（ｔ）＝ＳＴ／ｚ（ｔ）＋ＳＴ／ｚ（ｔ−Ｔ／２
） （６）と等化するものであり、これは第２図の（１
））でＩｌｌをＴ／２とおきかえた波形である。
（２ｔ） （！３）これに対しパーシャル・レスポンス
（１、ｌ）方式を用いた本方式では再生信号ｚ （ｔ）
をｙ、（ｔ）＝ＳＴ／ｚ（ｔ）＋ＳＴ／ｚ（ｔ−Ｔ／２
） （６）と等化するものであり、これは第２図の（１
））でＩｌｌをＴ／２とおきかえた波形である。
ここにおいて、
であり、βはロールオフ率ＳＴ （ｔ）の添字Ｔはノぐ
ルス間隔を示す。
ルス間隔を示す。
等化器の周波数特性はｙｓ（ｔ）あるいはｙｔ（ｔ）の
７−リエ変換とｚ （ｔ）のフーリエ変換の比をとるこ
とによりまり、従来方式に対しては π７７２ 本方式に対しては π了７２ となる。ただし 呼ぶことにする。
７−リエ変換とｚ （ｔ）のフーリエ変換の比をとるこ
とによりまり、従来方式に対しては π７７２ 本方式に対しては π了７２ となる。ただし 呼ぶことにする。
また
である。
このようにして、周波数特性Ｅ！（ｆ）がまれば等化器
は周知の如く、ＬＣ几フィルタやトランスパーサル型フ
ィルタによって実現される。第６図にトランスバーサル
型フィルタの構成を示す。第６図において、Ｄは１タイ
ムスロツト遅延素子、Ｃｉは乗算器、Σは加算器である
。
は周知の如く、ＬＣ几フィルタやトランスパーサル型フ
ィルタによって実現される。第６図にトランスバーサル
型フィルタの構成を示す。第６図において、Ｄは１タイ
ムスロツト遅延素子、Ｃｉは乗算器、Σは加算器である
。
このように等化器の特性を設定することにより、記録再
生系３と等化器４を合わせた伝送路全体の応答をパーシ
ャル・レスポンス（ｉ、ｉ）特性とすることができる。
生系３と等化器４を合わせた伝送路全体の応答をパーシ
ャル・レスポンス（ｉ、ｉ）特性とすることができる。
このとき第７図（ａ）の様なＭＦＭＦＭ信号１ （ｔ）
に対して識別点では（ｂ）の様な波形ｙ （ｔ）が現わ
れる。
に対して識別点では（ｂ）の様な波形ｙ （ｔ）が現わ
れる。
これは、Ｍｌｉ’Ｍ信号Ｘ １ （ｔ）の１ビツトのパ
ルス（Ｔ／２１１１１ｉ１ ）に対して（６）式のパル
ス応答があることから、このパルス応答を（ａ）のＭＦ
Ｍ信号に対してコンボリューションすれば得られる。こ
の等化器出力ｙ（ｔ）を（ｂ）の様にＯから１の間の例
えば０．５の閾値を設定してＴ／２のサンプル間隔でサ
ンプリングし２値判定を行なうことにより、（Ｃ）の様
なパルス波形を得る。第５図のｗ（ｔ）がこのパルス波
形に対応し、また第５１Ａの５は上記２値判定器を示す
。２値判定器は周知のスライス回路より構成される２値
判定器を用いればよい。
ルス（Ｔ／２１１１１ｉ１ ）に対して（６）式のパル
ス応答があることから、このパルス応答を（ａ）のＭＦ
Ｍ信号に対してコンボリューションすれば得られる。こ
の等化器出力ｙ（ｔ）を（ｂ）の様にＯから１の間の例
えば０．５の閾値を設定してＴ／２のサンプル間隔でサ
ンプリングし２値判定を行なうことにより、（Ｃ）の様
なパルス波形を得る。第５図のｗ（ｔ）がこのパルス波
形に対応し、また第５１Ａの５は上記２値判定器を示す
。２値判定器は周知のスライス回路より構成される２値
判定器を用いればよい。
第８図は第５図の６に示した構成の符号変換回路で、こ
れは符号系列１．０が現われたとき、そのｌを０と置き
換えるものである。２値判定器５の出力する２ １ｔ！
ｉ信号は２系統に分割される。
れは符号系列１．０が現われたとき、そのｌを０と置き
換えるものである。２値判定器５の出力する２ １ｔ！
ｉ信号は２系統に分割される。
一方は１タイムスロツト遅延素子りに人力され、他方は
、インバータ回路Ｉで反転されて２人力アンド回路Ａに
入力される。また、２人力アンド回路Ａの他の入力には
遅延素子りの出力が入力される。このアンド回路Ａの出
力は、符号系列が１，０となった場合に１となり、排他
的論理和回路Ｅの出力を強制的に０とする。これにより
、符号系列が１，０となったときの１信号を０とするこ
とができる。
、インバータ回路Ｉで反転されて２人力アンド回路Ａに
入力される。また、２人力アンド回路Ａの他の入力には
遅延素子りの出力が入力される。このアンド回路Ａの出
力は、符号系列が１，０となった場合に１となり、排他
的論理和回路Ｅの出力を強制的に０とする。これにより
、符号系列が１，０となったときの１信号を０とするこ
とができる。
△
この符号変換回路６の出力をＸ ｒ （１）で表わすと
△ Ｘ １（ｊ）は元のＭＦ’Ｍ信号となる。これを示した
のが第７図（ｄ）である。Ｘ ＊ （１）が得られると
、これを周知のＭ Ｆ Ｍ復調器に入力することにより
、元のデータ系列が復調される。第５図の７はこのＭＦ
Ｍ復調器を示す。また、Ｘｏ（ｆ）は復調されたデータ
系列を示す。
△ Ｘ １（ｊ）は元のＭＦ’Ｍ信号となる。これを示した
のが第７図（ｄ）である。Ｘ ＊ （１）が得られると
、これを周知のＭ Ｆ Ｍ復調器に入力することにより
、元のデータ系列が復調される。第５図の７はこのＭＦ
Ｍ復調器を示す。また、Ｘｏ（ｆ）は復調されたデータ
系列を示す。
この様にディジタル信号をＭＦＭ変調し、これをパーシ
ャル・レスポンス（１，１）方式を用いて記録再生する
系を用いることにより、ＭＦ’Ｍ信号の復元を２値判定
で達成可能となるので、光ディスクからの再生信号の誤
り率を低減できるものである。
ャル・レスポンス（１，１）方式を用いて記録再生する
系を用いることにより、ＭＦ’Ｍ信号の復元を２値判定
で達成可能となるので、光ディスクからの再生信号の誤
り率を低減できるものである。
前記実施例の符号変換回路６は符号系列１．０が現われ
たとき１を０と置き換えるものであったが、符号系列０
，１が現われたとき１を０と置き換えてもよい。これは
第９図の回路で実現される。これは第８図のインバータ
回路Ｉをアンド回路Ａと遅延素子りの間に置き換えたも
のである。そして、アンド回路Ａの出力にて排他的論理
和回路Ｅを動作し、符号系列０，１の１信号を０とする
ものである。また、２値判定器５として、シュミット・
トリガ回路を用いてもよい。
たとき１を０と置き換えるものであったが、符号系列０
，１が現われたとき１を０と置き換えてもよい。これは
第９図の回路で実現される。これは第８図のインバータ
回路Ｉをアンド回路Ａと遅延素子りの間に置き換えたも
のである。そして、アンド回路Ａの出力にて排他的論理
和回路Ｅを動作し、符号系列０，１の１信号を０とする
ものである。また、２値判定器５として、シュミット・
トリガ回路を用いてもよい。
また、２値判定器５の１駒値を０．５としたが、これを
１とすれば、符号変換回路６を不要とすることができる
。しかし、この場合は、境界における雑音の影響を受け
る可能性がある６まだ、前記実施列では記録再生系とし
てインパルス応答が（１）式で表わされる光ディスクを
想定したが、他のインイ（ルス応答に対しても同様に前
記実施例に示した方式が適用できる。
１とすれば、符号変換回路６を不要とすることができる
。しかし、この場合は、境界における雑音の影響を受け
る可能性がある６まだ、前記実施列では記録再生系とし
てインパルス応答が（１）式で表わされる光ディスクを
想定したが、他のインイ（ルス応答に対しても同様に前
記実施例に示した方式が適用できる。
更に、前記実施例では符号系列０．１の後に１が符号系
列１．０の後に０が必ず現われるという相関性を有した
信号としてＭＦＭ信号を用いたがこの他にも上記相関性
を有する信号はすべて本方式が適用できる、例としては
ｆｆＦＭ（Ｅｉｇｌｉｔ ｔｏ Ｉｉ’ｏｕｒ ｔｅｅ
ｎ Ｍｏｄｕｔｉｏｎ ） ３ ＰＭなどがある。
列１．０の後に０が必ず現われるという相関性を有した
信号としてＭＦＭ信号を用いたがこの他にも上記相関性
を有する信号はすべて本方式が適用できる、例としては
ｆｆＦＭ（Ｅｉｇｌｉｔ ｔｏ Ｉｉ’ｏｕｒ ｔｅｅ
ｎ Ｍｏｄｕｔｉｏｎ ） ３ ＰＭなどがある。
以上説明した様に、変ル、１信号の相関性を考慮した波
形等化を行なうことにより、プリコーダを不要とするパ
ーシャル・レスポンス方式が適用でき、かつ多値ではな
く２値判定が行なえるため、従来方式に比べ高密度記録
時の誤り率が低減できる効果がある。
形等化を行なうことにより、プリコーダを不要とするパ
ーシャル・レスポンス方式が適用でき、かつ多値ではな
く２値判定が行なえるため、従来方式に比べ高密度記録
時の誤り率が低減できる効果がある。
また、本方式はパーシャル・レスポンス方式を利用して
いるため図２に示した様に伝送路特性が標本化関数を等
化波形とする従来の方式の様に急峻にならず等化器を作
りやすいという効果がある。
いるため図２に示した様に伝送路特性が標本化関数を等
化波形とする従来の方式の様に急峻にならず等化器を作
りやすいという効果がある。
第１図はパーシャル・レスポンス（１，１）方式の概念
を示す図、第２図は従来の標本化関数を等化波形とする
方式とパーシャル・レスポンス（Ｘ、Ｘ）方式の伝送路
特性（周波数特性）の比較を示す図、第３図はＭＦＭの
概要を示す図、第４図はＭＦＭ信号の発生機構を状態遷
移図で示した図、第５図はディジタル信号の記録再生シ
ステムのブロック図、第６図はトランスバーサル型フィ
ルタの借成を示す図、第７図は本方式の概要を示す図、
第８図は符号系列ｌ、０が現われたときｌを０と置き換
えるための符号変換回路を示す図、第９図は符号系列０
，１が現われたとき１を０と置き換えるための符号変換
回路を示す図であり、１はデータ系列発生器、２はＭＦ
Ｍ変調器、３は記録再生糸、４は等化器、５は２値判定
器、６は符号変換回路、７は闘後調器である。 出願人 キャノン株式会社
を示す図、第２図は従来の標本化関数を等化波形とする
方式とパーシャル・レスポンス（Ｘ、Ｘ）方式の伝送路
特性（周波数特性）の比較を示す図、第３図はＭＦＭの
概要を示す図、第４図はＭＦＭ信号の発生機構を状態遷
移図で示した図、第５図はディジタル信号の記録再生シ
ステムのブロック図、第６図はトランスバーサル型フィ
ルタの借成を示す図、第７図は本方式の概要を示す図、
第８図は符号系列ｌ、０が現われたときｌを０と置き換
えるための符号変換回路を示す図、第９図は符号系列０
，１が現われたとき１を０と置き換えるための符号変換
回路を示す図であり、１はデータ系列発生器、２はＭＦ
Ｍ変調器、３は記録再生糸、４は等化器、５は２値判定
器、６は符号変換回路、７は闘後調器である。 出願人 キャノン株式会社
Claims (4)
- （１） ディジタル信号を符号系列０，１の後には１が
、符号系列１，０の後にはＯが現われる相関性を有する
信号系列に変調するとともに、変ｎされた信号を記録、
再生する系と、再生された信号を等化する等化器とを合
わせた伝送路をパーシャル・レスポンス伝送路特性とし
たことを特徴とするディジタル信号の記録再生方式。 - （２）特＃’Ｆ 請求の１＠囲第（１）項において、上
記伝送路ヲパーシャル・レスポンス（１，１）伝送路特
性としたことを特徴とするディジタル信号の記録再生方
式。 - （３）特許請求の範囲第（１）項において、上記等化器
からの出力を所定のスライスレベルで２値化することを
特徴とするディジタル信号の記録再生方式。 - （４）特許請求の範囲第（３）項において、上記比較器
から出力された信号系列から所定信号を特定値に変換す
ることを特徴とするディジタル信号の記録再生方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21191083A JPS60106077A (ja) | 1983-11-11 | 1983-11-11 | デイジタル信号の記録再生方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21191083A JPS60106077A (ja) | 1983-11-11 | 1983-11-11 | デイジタル信号の記録再生方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60106077A true JPS60106077A (ja) | 1985-06-11 |
Family
ID=16613674
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21191083A Pending JPS60106077A (ja) | 1983-11-11 | 1983-11-11 | デイジタル信号の記録再生方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60106077A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04232668A (ja) * | 1990-12-28 | 1992-08-20 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | ディジタル情報検出装置 |
-
1983
- 1983-11-11 JP JP21191083A patent/JPS60106077A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04232668A (ja) * | 1990-12-28 | 1992-08-20 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | ディジタル情報検出装置 |
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