JPS5992624A - Cmos論理回路 - Google Patents
Cmos論理回路Info
- Publication number
- JPS5992624A JPS5992624A JP57202929A JP20292982A JPS5992624A JP S5992624 A JPS5992624 A JP S5992624A JP 57202929 A JP57202929 A JP 57202929A JP 20292982 A JP20292982 A JP 20292982A JP S5992624 A JPS5992624 A JP S5992624A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- logic
- type
- setting circuit
- input signals
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/02—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components
- H03K19/08—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices
- H03K19/094—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices using field-effect transistors
- H03K19/0944—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices using field-effect transistors using MOSFET or insulated gate field-effect transistors, i.e. IGFET
- H03K19/0948—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices using field-effect transistors using MOSFET or insulated gate field-effect transistors, i.e. IGFET using CMOS or complementary insulated gate field-effect transistors
- H03K19/09482—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices using field-effect transistors using MOSFET or insulated gate field-effect transistors, i.e. IGFET using CMOS or complementary insulated gate field-effect transistors using a combination of enhancement and depletion transistors
- H03K19/09485—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices using field-effect transistors using MOSFET or insulated gate field-effect transistors, i.e. IGFET using CMOS or complementary insulated gate field-effect transistors using a combination of enhancement and depletion transistors with active depletion transistors
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は、電子式卓上計算機、電子時計、マイクロコン
ぎユータ用集積回路などで使用される0MO8−FET
(相補形の絶縁f−)形電界効果トランジスタ)を用
いたCMO8論理回路に係り、特に同期信号のタイミン
グで論理演算出力信号を次段回路に転送する論理回路に
関する。
ぎユータ用集積回路などで使用される0MO8−FET
(相補形の絶縁f−)形電界効果トランジスタ)を用
いたCMO8論理回路に係り、特に同期信号のタイミン
グで論理演算出力信号を次段回路に転送する論理回路に
関する。
この種の従来のCMO8論理回路、たとえば排他的オア
回路の一例を第1図に示す。即ち、Q。
回路の一例を第1図に示す。即ち、Q。
〜Q4はそれぞれエンハンスメント形のNチャンネルM
O8−FETであり、第1の論理設定回路1ノを形成し
ている。−!fた、Q、〜Q、はそれぞれエンハンスメ
ント形のPチャンネルMO8−FETであり、第゛2の
論理設定回路12を構成している。上記第2の論理設定
回路12の一端は動作電源(電圧van )に接続され
、第1の論理設定回路1ノの一端は接地されており、上
記各論理設定回路11.12の他端が相互に接続されて
いる。13.14はインバータ回路であり、A、B、A
、百は論理設定回路11.12の論理演算入力信号であ
る。また、15は前記各論理設定回路11.12相堡の
接続点Nに得られる論理演算出力信号F′を次段回路へ
転送するだめの転送f−)であり、これはNチャンネル
MO8−FgTQo とPチャンネルM OS −F
E T Q rnとが並列に接続されてなり、上記転送
f−ト15をオン・オフ制御するために同期信号φおよ
びこれとは逆相の反転同期信号岡が用いられている。
O8−FETであり、第1の論理設定回路1ノを形成し
ている。−!fた、Q、〜Q、はそれぞれエンハンスメ
ント形のPチャンネルMO8−FETであり、第゛2の
論理設定回路12を構成している。上記第2の論理設定
回路12の一端は動作電源(電圧van )に接続され
、第1の論理設定回路1ノの一端は接地されており、上
記各論理設定回路11.12の他端が相互に接続されて
いる。13.14はインバータ回路であり、A、B、A
、百は論理設定回路11.12の論理演算入力信号であ
る。また、15は前記各論理設定回路11.12相堡の
接続点Nに得られる論理演算出力信号F′を次段回路へ
転送するだめの転送f−)であり、これはNチャンネル
MO8−FgTQo とPチャンネルM OS −F
E T Q rnとが並列に接続されてなり、上記転送
f−ト15をオン・オフ制御するために同期信号φおよ
びこれとは逆相の反転同期信号岡が用いられている。
上記CMO8論理回路において、入力信号A。
↓
Bの論理レベルが相異なときには、第2の論理設定回路
12が導通、第1の論理設定回路11が遮断状態になり
、入力信号A、Hの論理レベルが同じときには、第2の
論理設定回路12が遮断、第1の論理設定回路11が導
通状態になる。したがって、前記接続点Nの出力信号F
′は、F′=^−B+A@百=A■B ・・・(1
)なる論理式(但し、・は論理積記号、+は論理和記号
、■は排他的オア記号)で表わされ、各論理設定回路1
1.12が同時に導通することはなく、貫通電流は流れ
ない。そして、上記出力信号F′は、前記同期信号がφ
=“l#レベル(7=“O″レベルのときにオン状態に
なる転送ダート15を通じて次段回路へ転送される。
12が導通、第1の論理設定回路11が遮断状態になり
、入力信号A、Hの論理レベルが同じときには、第2の
論理設定回路12が遮断、第1の論理設定回路11が導
通状態になる。したがって、前記接続点Nの出力信号F
′は、F′=^−B+A@百=A■B ・・・(1
)なる論理式(但し、・は論理積記号、+は論理和記号
、■は排他的オア記号)で表わされ、各論理設定回路1
1.12が同時に導通することはなく、貫通電流は流れ
ない。そして、上記出力信号F′は、前記同期信号がφ
=“l#レベル(7=“O″レベルのときにオン状態に
なる転送ダート15を通じて次段回路へ転送される。
なお、′同期信号がφ=10ルベル(i=1ビレペル)
のときには、転送f−ト15はオフ状態になり、出力は
高抵抗状態になっている。したがって、転送r−ト15
の出力信号Fは上述したように同期信号φに依存してお
り、出力信号Fの論理式はたとえば次式のように F=(A■B )11 ・・・(2)と
表現される。
のときには、転送f−ト15はオフ状態になり、出力は
高抵抗状態になっている。したがって、転送r−ト15
の出力信号Fは上述したように同期信号φに依存してお
り、出力信号Fの論理式はたとえば次式のように F=(A■B )11 ・・・(2)と
表現される。
ところで、上記CMO8論理回路は、各論理設定回路1
1.12をそれぞれエンハンスメント形のMOS−FE
I:Tで構成しているため、その入力信号として互いに
反転関係の(A lλ) l CBl百)を必要とし、
λ、百を作るために2個のイン・ぐ−夕回路13.14
が付属回蕗として必要である。このために、使用素子数
が多くなシ、集積回路化に際して回路ノ4ターン面積が
大きくなる。このことは、集積回路のコストアップの大
きな要因となるので好ましくない。また、インバータ回
路13.14による信号遅れのために論理回路の動作速
度が遅くなる欠点があった。
1.12をそれぞれエンハンスメント形のMOS−FE
I:Tで構成しているため、その入力信号として互いに
反転関係の(A lλ) l CBl百)を必要とし、
λ、百を作るために2個のイン・ぐ−夕回路13.14
が付属回蕗として必要である。このために、使用素子数
が多くなシ、集積回路化に際して回路ノ4ターン面積が
大きくなる。このことは、集積回路のコストアップの大
きな要因となるので好ましくない。また、インバータ回
路13.14による信号遅れのために論理回路の動作速
度が遅くなる欠点があった。
本発明は上記の事情に鑑みてなされたもので、論理設定
回路への入力信号の種類を減少でき、それに伴って付属
回路を省略でき、動作速度の向上、回路パターン面積の
縮少化およびコストダウンを図り得るCMO8論理回路
を提供するものである。
回路への入力信号の種類を減少でき、それに伴って付属
回路を省略でき、動作速度の向上、回路パターン面積の
縮少化およびコストダウンを図り得るCMO8論理回路
を提供するものである。
即ち、本発明のCMO8論理回路は、第1の論理設定回
路をエンハンスメント形の第1導電形MO8−F’ET
とデプレッション形の第2導電形MO8−FETとの組
み合わせにより構成し、第2の論理設定回路をエンハン
スメント形の第2導電形MO8−PETとデプレッショ
ン形の第1導電形MO8−FETとの組み合わせにより
構成し、上記両輪理設定回路は同じ複数の論理演算入力
信号に対する論理成立条件を相異ならせておき、第1の
論理設定回路と出力端Wとの間にエンハンスメント形の
第1導電形の第1のMOS−F’ETを挿入接続してそ
のr−)に同期信号を印加し、第2の論理設定回路と出
力端Wとの間にエンハンスメント形の第2導電形の第2
のMOS−PETを挿入接続してそのff−)に前記同
期信号とは逆相の反転同期信号を印加するようにしたこ
とを特徴とするものである。
路をエンハンスメント形の第1導電形MO8−F’ET
とデプレッション形の第2導電形MO8−FETとの組
み合わせにより構成し、第2の論理設定回路をエンハン
スメント形の第2導電形MO8−PETとデプレッショ
ン形の第1導電形MO8−FETとの組み合わせにより
構成し、上記両輪理設定回路は同じ複数の論理演算入力
信号に対する論理成立条件を相異ならせておき、第1の
論理設定回路と出力端Wとの間にエンハンスメント形の
第1導電形の第1のMOS−F’ETを挿入接続してそ
のr−)に同期信号を印加し、第2の論理設定回路と出
力端Wとの間にエンハンスメント形の第2導電形の第2
のMOS−PETを挿入接続してそのff−)に前記同
期信号とは逆相の反転同期信号を印加するようにしたこ
とを特徴とするものである。
これによって、同期信号のタイミングで出力端Wに論理
演算出力信号が得られるようになシ、貫通電流が流れる
こともなく、論理設定回路の入力信号として論理演算入
力信号の反転信号を作る必要がなくなるので付属回路が
不要になり、動作速度の向上、回路・ぐターン面積の縮
少化および回路コストの低減化が可能になる。
演算出力信号が得られるようになシ、貫通電流が流れる
こともなく、論理設定回路の入力信号として論理演算入
力信号の反転信号を作る必要がなくなるので付属回路が
不要になり、動作速度の向上、回路・ぐターン面積の縮
少化および回路コストの低減化が可能になる。
以下、図面を参照して本発明の一実施例を詳細に説明す
る。
る。
第2図において、M1〜M、はエンノhンスメント形の
NチャンネルMO8−FET、M、およびM、はデプレ
ッション形のPチャンネルMO8−FET%M6〜M8
はエンノ\ンスメント形のP−F−ヤンネルMO8−F
ET1MeおよびMloはデプレッション形のNチャン
ネルMO8−FETである。
NチャンネルMO8−FET、M、およびM、はデプレ
ッション形のPチャンネルMO8−FET%M6〜M8
はエンノ\ンスメント形のP−F−ヤンネルMO8−F
ET1MeおよびMloはデプレッション形のNチャン
ネルMO8−FETである。
ここで、上記トランジスタM、、M、、M4 。
M、は第1の論理設定回路21を構成しており、その一
端は接地され、他端(節点X+)はトランジスタM、の
ソース端子に接続されている。
端は接地され、他端(節点X+)はトランジスタM、の
ソース端子に接続されている。
また、前記トランジスタM7 、M、、M9 、M、。
は第2の論理設定回路22を構成しており、その一端は
vno電圧の動作電源に接続され、他端(節点Xt)は
トランジスタM6のソース端子に接続されている。これ
らの各論理設定回路21゜22は、それぞれ論理演算入
力信号A、Bが所定の論理成立条件を満足するときに導
通するが、上記両回路21.22が同時に論理成立条件
を満足することがないように、つまり一方が導通状態の
ときに他方が遮断状態となるように構成されている。
vno電圧の動作電源に接続され、他端(節点Xt)は
トランジスタM6のソース端子に接続されている。これ
らの各論理設定回路21゜22は、それぞれ論理演算入
力信号A、Bが所定の論理成立条件を満足するときに導
通するが、上記両回路21.22が同時に論理成立条件
を満足することがないように、つまり一方が導通状態の
ときに他方が遮断状態となるように構成されている。
即ち、たとえば図示の如く、第1の論理設定回路21に
おいては、トランジスタM!およびM、が直列接続され
、トランジスタM4およびM、が直列接続され、これら
のトランジスタ(MI、MB)と(M4 1 MS
)とが並列接続されており、トランジスタM、、M、、
M4 。
おいては、トランジスタM!およびM、が直列接続され
、トランジスタM4およびM、が直列接続され、これら
のトランジスタ(MI、MB)と(M4 1 MS
)とが並列接続されており、トランジスタM、、M、、
M4 。
M、の各r−トに対応して入力信号B 、 A 、 B
。
。
Aが導かれている。また、第2の論理設定回路22にお
いては、トランジスタM、およびM、。
いては、トランジスタM、およびM、。
が直列接続され、トランジスタM8およびM。
が直列接続され、これらのトランジスタ(M7゜Mlo
)と(MI 1 Mll )とが並列接続されてお
り、トランジスタM、、M、、M、、M、oの各f−)
に対応して入力信号B、A、B、Aが導かれている。
)と(MI 1 Mll )とが並列接続されてお
り、トランジスタM、、M、、M、、M、oの各f−)
に対応して入力信号B、A、B、Aが導かれている。
したがって、入力信号A、Bが共に”1#あるいは“0
”レベルのときに第1の論理設定回路21の論理成立条
件が満足し、入力信号A、Bが相異なる論理レベルのと
きに第2の論理設定回路22の論理成立条件が満足する
ように構成されている。
”レベルのときに第1の論理設定回路21の論理成立条
件が満足し、入力信号A、Bが相異なる論理レベルのと
きに第2の論理設定回路22の論理成立条件が満足する
ように構成されている。
一方、前記トランジスタM、のダートには同期信号φが
印加され、前記トランジスタMIlのf−)には上記同
期信号φとは逆相の反転同期信号7が印加され、上記両
トランジスタM1 。
印加され、前記トランジスタMIlのf−)には上記同
期信号φとは逆相の反転同期信号7が印加され、上記両
トランジスタM1 。
MI、のドレイン端子相互が接続され、この相互接続点
(出力端)Wから論理演算出力信号Fが取り出されるも
のである。なお、同期信号φ。
(出力端)Wから論理演算出力信号Fが取り出されるも
のである。なお、同期信号φ。
7の゛1″レベルはvDD電位、“0“レベルは接地電
位である。
位である。
上記CMO8論理回路において、トランジスタM、は同
期信号φが@l“レベルのときに節点X。
期信号φが@l“レベルのときに節点X。
の電圧VX、をVDD−VTHMI (但し、VTHM
IはトランジスタM、の閾値電圧)以下に制限するため
のものであり、同様にトラン・ゾスタM1.lは反転同
期信号7がO”し4ルのときに節点X、の電圧VX2を
−VTHM6 (但し、VTHMIIはトランジスタM
6の閾値電圧)以上に制限するためのものである。
IはトランジスタM、の閾値電圧)以下に制限するため
のものであり、同様にトラン・ゾスタM1.lは反転同
期信号7がO”し4ルのときに節点X、の電圧VX2を
−VTHM6 (但し、VTHMIIはトランジスタM
6の閾値電圧)以上に制限するためのものである。
次に、上記CMO8論理回路において、同期信号がφ=
“ビ(7r =“o”)のときの動作を説明する。入力
信号A、Bが共に”1”であれば、トランジスタM、、
M3が導通して節点X、の電圧vx、は接地電位となる
。ここで、 Van −V〒avt > 0 一’、von > vyuig+ ・・・(3)の
条件を満足するように設定しておけば、トランジスタM
1は導通し、出力端Wの電圧は接地電位となる。このと
き、トランジスタM、 、 M。
“ビ(7r =“o”)のときの動作を説明する。入力
信号A、Bが共に”1”であれば、トランジスタM、、
M3が導通して節点X、の電圧vx、は接地電位となる
。ここで、 Van −V〒avt > 0 一’、von > vyuig+ ・・・(3)の
条件を満足するように設定しておけば、トランジスタM
1は導通し、出力端Wの電圧は接地電位となる。このと
き、トランジスタM、 、 M。
は非導通であり、貫通電流は流れない。
上記とは逆に、入力信号A、Bが共に”O#であれば、
トランジスタM 4 + MSが導通して節点X、の
電圧VX+は接地電位となり、削成(3)の如< Vo
o VTHMS > 0 テあれば) ラy ノスI
’ M+も導通し、出力端Wの電圧は接地電位となる。
トランジスタM 4 + MSが導通して節点X、の
電圧VX+は接地電位となり、削成(3)の如< Vo
o VTHMS > 0 テあれば) ラy ノスI
’ M+も導通し、出力端Wの電圧は接地電位となる。
このとき、トランジスタM8は導通しており、トランジ
スタM、、M、0のダートには″O#レベル(接地電位
)の入力信号B、Aが印加されているので、節点X、お
よびトランジスタMフ 。
スタM、、M、0のダートには″O#レベル(接地電位
)の入力信号B、Aが印加されているので、節点X、お
よびトランジスタMフ 。
Mloの相互接続点(節点Y、)の電圧はそれぞれ−V
THMII + VTHMIO(但し1vT HM
11 r vT HM Inはテゾレツション形Nチ
ャンネルMO8−FET Ms。
THMII + VTHMIO(但し1vT HM
11 r vT HM Inはテゾレツション形Nチ
ャンネルMO8−FET Ms。
M、oの閾値電圧である)となる。このとき、トランジ
スタM a 、 M ?が導通しないように−VTH
Mt > Vvt = −VTHMIOVTHM8 >
VX! = VTHMIIVTHM6 ”” VT
HMt 且ツVTHMII = VTHMSo の
ときVTHMS < Vtan+o ・・・(4)
の条件を満足するように設定しておけば、トランジスタ
M6およびM、は非導通であり、貫通電流が流れること
はない。
スタM a 、 M ?が導通しないように−VTH
Mt > Vvt = −VTHMIOVTHM8 >
VX! = VTHMIIVTHM6 ”” VT
HMt 且ツVTHMII = VTHMSo の
ときVTHMS < Vtan+o ・・・(4)
の条件を満足するように設定しておけば、トランジスタ
M6およびM、は非導通であり、貫通電流が流れること
はない。
これに対して、入力信号がA−′0”、B=″′1#で
あれば、トランジスタM、、M、が導通し、節点X!の
電圧VXtはvDD電位となる。ここで、VTHMA
< VDD −(5)の条件を満足するように設定
しておけば、トランジスタM6は導通し、出力端Wは動
作電源電位vDDに引き上げられる。このとき、トラン
ジスタM3は非導通であり、M5は導通している。
あれば、トランジスタM、、M、が導通し、節点X!の
電圧VXtはvDD電位となる。ここで、VTHMA
< VDD −(5)の条件を満足するように設定
しておけば、トランジスタM6は導通し、出力端Wは動
作電源電位vDDに引き上げられる。このとき、トラン
ジスタM3は非導通であり、M5は導通している。
このときトランジスタM4 、M、の相互接続点(y、
)ノミ圧vYtはvan VTHM4以上となり、ト
ランジスタM、は導通しているので節点X、の電圧はV
y、となる。このときトランジスタM1が導通しないよ
うに van −Vxt < Vtuyt −(6)の条
件を満足するように設定しておけば、トランジスタM、
は非導通であ夛、貫通電流が流れることはない。
)ノミ圧vYtはvan VTHM4以上となり、ト
ランジスタM、は導通しているので節点X、の電圧はV
y、となる。このときトランジスタM1が導通しないよ
うに van −Vxt < Vtuyt −(6)の条
件を満足するように設定しておけば、トランジスタM、
は非導通であ夛、貫通電流が流れることはない。
上記とは逆に、入力信号がA=″″1’ 、 B=″″
O#であれば、トランジスタM、o、M、が導通し、節
点X、の電圧vx!はvDD電位となシ、削成(5)の
如< VTHMII < VDDであればトランジス
タM6も導通し、出力端Wは動作電源電位vDDに引き
上げられる。このとき、トランジスタM、は非導通であ
るが、トランジスタM4は導通しており、トランジスタ
M4 + M、lの相互接続点(節点yt )の電
圧は接地電圧となシ、節点X1の電圧VXIはVDD
VTHM!1以上となる。
O#であれば、トランジスタM、o、M、が導通し、節
点X、の電圧vx!はvDD電位となシ、削成(5)の
如< VTHMII < VDDであればトランジス
タM6も導通し、出力端Wは動作電源電位vDDに引き
上げられる。このとき、トランジスタM、は非導通であ
るが、トランジスタM4は導通しており、トランジスタ
M4 + M、lの相互接続点(節点yt )の電
圧は接地電圧となシ、節点X1の電圧VXIはVDD
VTHM!1以上となる。
ここでトランジスタM1が導通しないように前記(6)
式の条件を満足するように設定しておけば、トランジス
タM1は非導通であり、貫通電流が流れることはない。
式の条件を満足するように設定しておけば、トランジス
タM1は非導通であり、貫通電流が流れることはない。
即ち、上記CMO8論理回路においては、削成(3)〜
(6)で示された条件を全て満足する、換言す乃ゝ れば(4)<5)式ぐら導かれる VTHMIO> VTHMS > VD’D ・”
(7)(但しVTHMe =VTHMtQ とスル)
の条件と、(3) + (6)式から導かれるWoo
> Vtn1g+ > VtgM@−(8)(但しV
’rHM4 ” VTHMSとする)の条件とを同時に
満足するように設定しておくことによって、入力信号A
、Hの論理値にかかわ9なく貫通電流が流れることはな
く、同期信号がφ=″ビ(i=”0”)のときに入力信
号A。
(6)で示された条件を全て満足する、換言す乃ゝ れば(4)<5)式ぐら導かれる VTHMIO> VTHMS > VD’D ・”
(7)(但しVTHMe =VTHMtQ とスル)
の条件と、(3) + (6)式から導かれるWoo
> Vtn1g+ > VtgM@−(8)(但しV
’rHM4 ” VTHMSとする)の条件とを同時に
満足するように設定しておくことによって、入力信号A
、Hの論理値にかかわ9なく貫通電流が流れることはな
く、同期信号がφ=″ビ(i=”0”)のときに入力信
号A。
Bに応じて接地電位または動作電源電位vDDとなる出
力信号F=(A+B)φが出力端Wに得られる。
力信号F=(A+B)φが出力端Wに得られる。
なお、同期信号がφ=”0″(ls=”1″)のときは
、トランジスタM1 、M、が遮断されるので、出力端
Wは高抵抗状態になる。
、トランジスタM1 、M、が遮断されるので、出力端
Wは高抵抗状態になる。
また第2図の回路は第1図の回路と同じ論理結果が得ら
れるが、第1図の回路に比べて論理設定回路21.22
の入力信号数が2種類に減少している。これに伴って付
属回路(第1図における2個のインバータ回路13.2
4)が不要になるので、回路ノ々ターン面積が小さくて
済み、集積回路化に際してそのコストダウンを図ること
が可能である。また、付属回路による信号遅れがなくな
るので、論理回路の動作速度が向上する。
れるが、第1図の回路に比べて論理設定回路21.22
の入力信号数が2種類に減少している。これに伴って付
属回路(第1図における2個のインバータ回路13.2
4)が不要になるので、回路ノ々ターン面積が小さくて
済み、集積回路化に際してそのコストダウンを図ること
が可能である。また、付属回路による信号遅れがなくな
るので、論理回路の動作速度が向上する。
なお、前記各論理設定回路21.22はその入力信号数
が限定されるものではなく、要は入力信号が所要の論理
成立条件を満足したときに導通し、そうでないときには
遮断されるように、エンハンスメント形の第1導電形(
本例ではNチャンネル)MOS−FBTとデプレッショ
ン形の第2導電形(上記第1導電形とは逆、本例ではP
チャンネル) MOS−FETとの組み合わせあるいは
エンハンスメント形の第2 導電形Mos−FgTとデ
プレッション形の第1導電形MO3−FETとの組み合
わせにより構成すればよい。
が限定されるものではなく、要は入力信号が所要の論理
成立条件を満足したときに導通し、そうでないときには
遮断されるように、エンハンスメント形の第1導電形(
本例ではNチャンネル)MOS−FBTとデプレッショ
ン形の第2導電形(上記第1導電形とは逆、本例ではP
チャンネル) MOS−FETとの組み合わせあるいは
エンハンスメント形の第2 導電形Mos−FgTとデ
プレッション形の第1導電形MO3−FETとの組み合
わせにより構成すればよい。
上述したように本発明のCMO8論理回路によれば、論
理設定回路への入力信号の種類を減少でき、それに伴っ
て付属回路を省略でき、動作速度の向上、回路パターン
面積の縮少化およびコストダウンを図ることができ、低
価格化が要請されている時計用、電卓用、マイクロコン
ピュータ用などのCMO8集積回路を実現することがで
きる。
理設定回路への入力信号の種類を減少でき、それに伴っ
て付属回路を省略でき、動作速度の向上、回路パターン
面積の縮少化およびコストダウンを図ることができ、低
価格化が要請されている時計用、電卓用、マイクロコン
ピュータ用などのCMO8集積回路を実現することがで
きる。
第1図は従来のCMO8論理回路を示す回路図、第2図
は本発明に係るCMO8論理回路の一実施) 例を示す回路図である。 ” 2 J 、 22・・・論理設定回路、M、〜M3
・・・エンハンスメント形NチャンネルMO8−PET
。 M、、M、・・・デプレッション形PチャンネルMO8
−FET 、M、〜M、・・・エンハンスメント形Pチ
ャンネルMO8−FET、 Me 、 Mto ”’
デデレツンヨン形NチャンネルMO8−FgT、φ・・
・同期信号、V・・・反転同期信号。 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦喘 ≦ く の くの くの
は本発明に係るCMO8論理回路の一実施) 例を示す回路図である。 ” 2 J 、 22・・・論理設定回路、M、〜M3
・・・エンハンスメント形NチャンネルMO8−PET
。 M、、M、・・・デプレッション形PチャンネルMO8
−FET 、M、〜M、・・・エンハンスメント形Pチ
ャンネルMO8−FET、 Me 、 Mto ”’
デデレツンヨン形NチャンネルMO8−FgT、φ・・
・同期信号、V・・・反転同期信号。 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦喘 ≦ く の くの くの
Claims (1)
- エンハンスメント形の第1導電形MO8−PETとデプ
レッション形の第2導電形MO8−PETとが組み合わ
されて接続されてなυ、複数の論理演算入力信号が導か
れ、一端が接地された第1の論理設定回路と、この第1
の論理設定回路の他端に一端が接続され、f−)に同期
信号が印加されるエンハンスメント形の第1導電形の第
1のMOS−FETと、エンハンスメント形の第2導電
形MO8−FETとデルツション形の第1導電形MO8
−FETとが組み合わされて接続されてなり、前記第1
の論理設定回路と同じ入力信号が導かれ、第1の論理設
定回路とは論理成立条件が異なり、一端が動作電源に接
続された第2され、ダートに前記同期信号とは逆相の反
転回期信号が印加されるエンハンスメント形の第2導電
形の第2のMOS−FETとを具備してなり、前記同期
信号のタイミングで前記第1.第2のMOS −FET
の相互接続点から論理演算出力信号を得るようにしたこ
とを特徴とするCMO8論理回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57202929A JPS5992624A (ja) | 1982-11-19 | 1982-11-19 | Cmos論理回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57202929A JPS5992624A (ja) | 1982-11-19 | 1982-11-19 | Cmos論理回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5992624A true JPS5992624A (ja) | 1984-05-28 |
JPH0446015B2 JPH0446015B2 (ja) | 1992-07-28 |
Family
ID=16465492
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP57202929A Granted JPS5992624A (ja) | 1982-11-19 | 1982-11-19 | Cmos論理回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5992624A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5614841A (en) * | 1993-12-24 | 1997-03-25 | Bull S.A. | Frequency multiplier using XOR/NXOR gates which have equal propagation delays |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5342456U (ja) * | 1976-09-16 | 1978-04-12 |
-
1982
- 1982-11-19 JP JP57202929A patent/JPS5992624A/ja active Granted
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5342456U (ja) * | 1976-09-16 | 1978-04-12 |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5614841A (en) * | 1993-12-24 | 1997-03-25 | Bull S.A. | Frequency multiplier using XOR/NXOR gates which have equal propagation delays |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0446015B2 (ja) | 1992-07-28 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US4595845A (en) | Non-overlapping clock CMOS circuit with two threshold voltages | |
US6031390A (en) | Asynchronous registers with embedded acknowledge collection | |
US4554465A (en) | 4-Phase clock generator | |
US4345172A (en) | Output circuit | |
JPS62226499A (ja) | 遅延回路 | |
US4749886A (en) | Reduced parallel EXCLUSIVE or and EXCLUSIVE NOR gate | |
EP0178012A1 (en) | D-type flipflop which includes single transmission gates | |
JPS5992624A (ja) | Cmos論理回路 | |
JPS5928986B2 (ja) | 半導体集積回路 | |
JP3611045B2 (ja) | 位相整合回路 | |
JPH0446014B2 (ja) | ||
US6300801B1 (en) | Or gate circuit and state machine using the same | |
US5471161A (en) | Circuit for calculating the minimum value | |
US6794903B2 (en) | CMOS parallel dynamic logic and speed enhanced static logic | |
CN108563463B (zh) | 寄存器及其初始化方法 | |
KR0169416B1 (ko) | 슈미트 트리거회로 | |
US10193646B2 (en) | Bandwidth extension for true single-phase clocked multiplexer | |
JPS5892136A (ja) | トランスフア−ゲ−ト回路 | |
JPH09223958A (ja) | 2値4値変換回路装置 | |
JPS59119594A (ja) | ダイナミツクシフト回路 | |
JP3249285B2 (ja) | シリアル入出力回路 | |
JPS63114319A (ja) | 出力回路 | |
JPH06260901A (ja) | ラッチ回路及びフリップフロップ回路 | |
JPH0832441A (ja) | 論理回路及びこの回路を用いたデコーダ装置 | |
JPH0434332B2 (ja) |